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超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ
19-1541; Rev 1; 5/00 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ 概要 ___________________________________ 特長 ___________________________________ MAX1715は、高電圧バッテリをステップダウンして ノートブックコンピュータの低電圧CPUコア、I/O及び チップセットRAMの電源を生成するために必要な 高効率、高速トランジェント応答及び高精度DC出力を 備えたPWMコントローラです。 ◆ 超高効率 マキシム社独自のQuick-PWM TM クイック応答、一定 オンタイムPWM制御方式は、広い入力/出力電圧比を 容易に処理し、比較的一定のスイッチング周波数を 維持しながら、負荷トランジェントに対して1 0 0 ns 「インスタント・オン」応答を提供します。 MAX1715は、従来の電流モードPWMから電流検出 抵抗を除去することにより、低価格で高効率を実現 しています。また、非常に大きな同期整流器MOSFETを 駆動する能力があるため、効率はさらに向上しています。 1段バック変換を使用することにより高圧バッテリを 直接ステップダウンし、最高の効率を達成できます。 これに対し、高いスイッチング周波数で2段変換 (バッテリの代わりに+5Vシステム電源をステップダウン) を使用すると、デバイスのサイズを最小にすることが できます。 MAX1715は、CPUコア、チップセット、DRAMその他、 最低1Vまでの低電圧電源に使用できます。MAX1715は 28ピンQSOPパッケージで供給されています。VIDへの 適合又は出力電圧のDAC制御を必要とするアプリケー ション用については、MAX1710/MAX1711のデータ シートを参照して下さい。シングル出力バージョンに ついてはMAX1714のデータシートを参照して下さい。 ◆ 電流検出抵抗無し(損失のないILIMIT) ◆ 負荷ステップ応答が100nsのQuick-PWM ◆ 全ライン及び負荷範囲においてVOUT精度が1% ◆ 出力範囲：デュアルモード固定1.8V/3.3V/可変又は 2.5V/可変 ◆ 出力調整範囲：1V∼5.5V ◆ バッテリ入力範囲：2V∼28V ◆ 公称スイッチング周波数：200/300/420/540kHz ◆ 過電圧/低電圧保護 ◆ 1.7msディジタルソフトスタート ◆ 大きな同期整流器FETを駆動 ◆ パワーグッドインジケータ 型番 ___________________________________ PART MAX1715EEI 28 QSOP 5V INPUT BATTERY 4.5V TO 28V VDD V+ VCC ノートブックコンピュータ MAX1715 ILIM1 ILIM2 ON1 ON2 CPUコア電源 最低1Vまでのチップセット/RAM電源 ピン配置はデータシートの最後に記載されています。 PIN-PACKAGE -40°C to +85°C 最小動作回路 ___________________________ アプリケーション _______________________ 1.8V及び2.5V I/O電源 TEMP. RANGE OUTPUT1 1.8V BST1 BST2 DH1 DH2 LX1 LX2 DL1 DL2 TON PGND OUTPUT2 2.5V OUT1 OUT2 PGOOD SKIP REF FB1 AGND FB2 Quick-PWMはMaxim Integrated Productsの商標です。 ________________________________________________________________ Maxim Integrated Products 1 本データシートに記載された内容は、英語によるマキシム社の公式なデータシートを翻訳したものです。翻訳により生じる相違及び誤りに ついての責任は負いかねます。正確な内容の把握にはマキシム社の英語のデータシートをご参照下さい。 無料サンプル及び最新版データシートの入手にはマキシム社のホームページをご利用下さい。www.maxim-ic.com MAX1715 KIT ATION EVALU E L B AVAILA MAX1715 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS V+ to AGND..............................................................-0.3 to +30V VDD , VCC to AGND..................................................-0.3V to +6V PGND to AGND or VCC to VDD ...........................................±0.3V PGOOD, OUT_ to AGND..........................................-0.3V to +6V ILIM_, FB_, REF, SKIP, TON, ON_ to AGND ...........................................-0.3V to (VDD + 0.3V) DL_ to PGND ..............................................-0.3V to (VDD + 0.3V) BST_ to AGND........................................................-0.3V to +36V DH1 to LX1 ...............................................-0.3V to (BST1 + 0.3V) DH2 to LX2 ...............................................-0.3V to (BST2 + 0.3V) LX1 to BST1..............................................................-6V to +0.3V LX2 to BST2..............................................................-6V to +0.3V REF Short Circuit to AGND.........................................Continuous Continuous Power Dissipation (TA = +70°C) 28-Pin QSOP (derate 8.0mW/°C above +70°C).....640mW/°C Operating Temperature Range ..........................-40°C to +85°C Junction Temperature ......................................................+150°C Storage Temperature Range ............................-65°C to +150°C Lead Temperature (soldering, 10s) .................................+300°C Stresses beyond those listed under “Absolute Maximum Ratings” may cause permanent damage to the device. These are stress ratings only, and functional operation of the device at these or any other conditions beyond those indicated in the operational sections of the specifications is not implied. Exposure to absolute maximum rating conditions for extended periods may affect device reliability. ELECTRICAL CHARACTERISTICS (Circuit of Figure 1, 4A components from Table 1, VCC = VDD = +5V, SKIP = AGND, V+ = 15V, TA = 0°C to +85°C, unless otherwise noted.) (Note 1) PARAMETER Input Voltage Range MIN Battery voltage, V+ VDD, VCC TYP MAX 2 28 4.5 5.5 UNITS V Output 1 Error Comparator Threshold (DC Output Voltage Accuracy) (Note 2) V+ = 2V to 28V, SKIP = VCC, TA = +25°C ILOAD = 0 to 4A FB1 = OUT1 0.99 1.00 1.01 FB1 = AGND 1.782 1.8 1.818 FB1 = VCC 3.267 3.3 3.333 Output 1 Error Comparator Threshold (DC Output Voltage Accuracy) (Note 2) V+ = 2V to 28V, SKIP = VCC, TA = 0°C to +85°C ILOAD = 0 to 4A FB1 = OUT1 0.985 1.00 1.105 FB1 = AGND 1.773 1.8 1.827 FB1 = VCC 3.250 3.3 3.350 Output 2 Error Comparator Threshold (DC Output Voltage Accuracy) (Note 2) V+ = 2V to 28V, SKIP = VCC, TA = +25°C ILOAD = 0 to 4A FB2 = OUT2 0.99 1.00 1.01 FB2 = GND 2.475 2.5 2.525 Output 2 Error Comparator Threshold (DC Output Voltage Accuracy) (Note 2) V+ = 2V to 28V, SKIP = VCC, TA = 0°C to +85°C ILOAD = 0 to 4A FB2 = OUT2 0.985 1.00 1.105 FB2 = GND 2.463 2.5 2.538 Load Regulation Error ILOAD = 0 to 4A, each output 0.4 % Line Regulation Error VCC = 4.5V to 5.5V, V+ = 4.5V to 28V 0.2 % Output Voltage Range Adjustable mode, each output OUT_ Input Resistance FB_ = AGND 75k FB_ Input Bias Current VOUT_ = AGND -0.1 Soft-Start Ramp Time Rising edge of ON_ to full current limit On-Time (PWM1) On-Time (PWM2) 2 CONDITIONS V+ = 24V, OUT1 = 2V V+ = 24V, OUT2 = 2V V V V V 1 5.5 V Ω 0.1 1.7 ms TON = GND 112 136 160 TON = REF 142 173 205 TON = open 210 247 280 TON = VDD 300 353 407 TON = GND 154 182 215 TON = REF 198 234 270 TON = open 292 336 380 TON = VDD 420 484 550 _______________________________________________________________________________________ µA ns ns 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ (Circuit of Figure 1, 4A components from Table 1, VCC = VDD = +5V, SKIP = AGND, V+ = 15V, TA = 0°C to +85°C, unless otherwise noted.) (Note 1) PARAMETER Minimum Off-Time CONDITIONS MIN (Note 3) Quiescent Battery Current (V+) TYP MAX UNITS 400 500 ns 25 70 µA 1100 1600 µA <1 5 µA <1 5 µA 2 2.02 V 2 0.01 V Quiescent Supply Current (VCC + VDD) FB1 and FB2 forced above the regulation point Shutdown Supply Current (VCC + VDD) ON1 = ON2 = 0 Shutdown Supply Current (V+) ON1 = ON2 = 0 Reference Voltage No external REF load Reference Load Regulation IREF = 0 to 50µA REF Sink Current REF in regulation REF Fault Lockout Voltage Falling edge, hysteresis = 40mV Overvoltage Trip Threshold With respect to error comparator threshold Overvoltage Fault Propagation Delay FB_ forced 2% above trip threshold Output Undervoltage Threshold With respect to error comparator threshold 60 70 80 % Output Undervoltage Lockout Time From ON_ signal going high 10 20 30 ms Current-Limit Threshold (Positive Direction, Fixed) PGND - LX_, ILIM = VCC 75 100 125 mV 1.98 10 µA 1.6 8.5 10.5 V 13 1.5 % µs PGND - LX_, ILIM resistor = 100kΩ 40 50 60 PGND - LX_, ILIM resistor = 400kΩ 160 200 240 Current-Limit Threshold (Negative Direction) PGND - LX_, TA = +25°C, ILIM = VCC -145 -120 -95 mV Current-Limit Threshold, Zero Crossing PGND - LX_, SKIP = AGND -5 3 10 mV Thermal Shutdown Threshold Hysteresis = 10°C VCC Undervoltage Lockout Threshold Rising edge, hysteresis = 20mV, PWM disabled below this level DH Gate Driver On-Resistance BST - LX forced to 5V DL Gate Driver On-Resistance (pull-up) Current-Limit Threshold (Positive Direction, Adjusted) 150 4.1 mV °C 4.4 V 1.5 5 Ω DL, high state 1.5 5 Ω DL Gate Driver On-Resistance (pull-down) DL, low state 0.6 2.5 Ω DH Gate Driver Source/Sink Current DH forced to 2.5V, BST_ - LX_ forced to 5V 1 A DL Gate Driver Source Current DL forced to 2.5V 1 A DL Gate Driver Sink Current DL forced to 2.5V 3 A Dead Time DL rising DH rising 35 26 ns Logic Input High Voltage Logic Input Low Voltage ON_, SKIP ON_, SKIP 2.4 0.8 V V _______________________________________________________________________________________ 3 MAX1715 ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued) MAX1715 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued) (Circuit of Figure 1, 4A components from Table 1, VCC = VDD = +5V, SKIP = AGND, V+ = 15V, TA = 0°C to +85°C, unless otherwise noted.) (Note 1) PARAMETER Logic Input Current TON Threshold CONDITIONS SKIP, to deactivate OVP circuitry MIN TYP -5 MAX UNITS -1 mA VCC level VCC - 0.4 Float level 3.15 3.85 REF level 1.65 2.35 AGND level V 0.5 Logic Input Current TON (0 or VCC) -3 3 µA Logic Input Current ON_, SKIP (0 or VCC) -1 1 µA PGOOD Trip Threshold Measured at FB_, with respect to error comparator threshold, no load -8 -4 % PGOOD Propagation Delay Falling edge, FB_ forced 2% below PGOOD trip threshold 1.5 PGOOD Output Low Voltage ISINK = 1mA 0.1 PGOOD Leakage Current High state, forced to 5.5V -5.5 µs 0.4 V 1 µA ELECTRICAL CHARACTERISTICS (Circuit of Figure 1, 4A components from Table 1, VCC = VDD = +5V, SKIP = AGND, V+ = 15V, TA = -40°C to +85°C, unless otherwise noted.) (Note 1) PARAMETER Input Voltage Range CONDITIONS Battery voltage, V+ VDD, VCC Output 1 Error Comparator Threshold (DC Output Voltage Accuracy) (Note 2) V+ = 2V to 28V, SKIP = VCC Output 2 Error Comparator Threshold (DC Output Voltage Accuracy) (Note 2) V+ = 4.5V to 28V, SKIP = VCC On-Time (PWM1) On-Time (PWM2) Minimum Off-Time 4 V+ = 24V, OUT1 = 2V V+ = 24V, OUT2 = 2V (Note 3) MIN TYP MAX 2 28 4.5 5.5 FB1 = OUT1 0.98 1.00 1.02 FB1 = AGND 1.764 1.8 1.836 FB1 = VCC 3.234 3.3 3.372 FB2 = OUT2 0.98 1.00 1.02 FB2 = GND 2.45 2.5 2.55 TON = GND 112 136 160 TON = REF 142 173 205 TON = open 210 247 280 TON = VDD 300 353 407 TON = GND 154 182 215 TON = REF 198 234 270 TON = open 292 336 380 TON = VDD 420 484 550 400 500 UNITS V V V _______________________________________________________________________________________ ns ns ns 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ (Circuit of Figure 1, 4A components from Table 1, VCC = VDD = +5V, SKIP = AGND, V+ = 15V, TA = -40°C to +85°C, unless otherwise noted.) (Note 1) PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS 25 70 µA 1100 1600 µA 1.97 2 2.03 V Quiescent Battery Current (V+) Quiescent Supply Current (VCC + VDD) FB1 and FB2 forced above the regulation point Reference Voltage No external REF load Reference Load Regulation IREF = 0 to 50µA 0.01 V Overvoltage Trip Threshold With respect to error comparator threshold 10 12.5 15 % Output Undervoltage Threshold With respect to error comparator threshold 60 70 80 % 75 100 125 mV 32 50 62 160 200 240 Current-Limit Threshold (positive PGND - LX_, ILIM = VCC direction, fixed) Current-Limit Threshold (positive PGND - LX_, ILIM resistor = 100kΩ direction, adjusted) PGND - LX_, ILIM resistor = 400kΩ mV Thermal Shutdown Threshold Hysteresis = 10°C VCC Undervoltage Lockout Threshold Rising edge, hysteresis = 20mV, PWM disabled below this level 150 4.1 Logic Input High Voltage ON_, SKIP 2.4 Logic Input Low Voltage ON_, SKIP Logic Input Current SKIP, to deactivate OVP circuitry °C 4.4 V V -5 0.8 V -1 mA Note 1: Specifications to -40°C are guaranteed by design, and not production tested. Note 2: When the inductor is in continuous conduction, the output voltage will have a DC regulation higher than the trip level by 50% of the ripple. In discontinuous conduction (SKIP = AGND, light load) the output voltage will have DC regulation higher than the trip level by approximately 1.5% due to slope compensation. Note 3: On-time and off-time specifications are measured from the 50% point at the DH pin with LX = PGND, VBST = 5V. Actual in-circuit times may differ due to MOSFET switching speeds. 標準動作特性 ______________________________________________________________________ (Circuit of Figure 1, components from Table 1, VIN = +15V, SKIP = AGND, TON = unconnected, TA = +25°C, unless otherwise noted.) V+ = +7V 100 V+ = +7V 80 90 90 80 V+ = +12V V+ = +20V 70 60 EFFICIENCY (%) V+ = +7V EFFICIENCY (%) EFFICIENCY (%) EFFICIENCY vs. LOAD CURRENT (2.5V, 4A COMPONENTS, SKIP = GND) MAX1715-02 100 MAX1715-01 100 EFFICIENCY vs. LOAD CURRENT (1.8V, 4A COMPONENTS, SKIP = VCC) V+ = +12V 40 V+ = +20V 60 0 0.1 1 LOAD CURRENT (A) 10 V+ = +12V 80 V+ = +20V 70 20 0.01 MAX1715-03 EFFICIENCY vs. LOAD CURRENT (1.8V, 4A COMPONENTS, SKIP = GND) 60 0.01 0.1 1 LOAD CURRENT (A) 10 0.01 0.1 1 10 LOAD CURRENT (A) _______________________________________________________________________________________ 5 MAX1715 ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued) 標準動作特性(続き)_________________________________________________________________ (Circuit of Figure 1, components from Table 1, VIN = +15V, SKIP = AGND, TON = unconnected, TA = +25°C, unless otherwise noted.) 80 90 EFFICIENCY (%) V+ = +12V EFFICIENCY (%) V+ = +7V 60 V+ = +20V 40 V+ = +12V V+ = +12V V+ = +20V 80 70 20 0 60 V+ = +20V 40 20 60 0.01 0.1 1 10 0 0.01 LOAD CURRENT (A) EFFICIENCY vs. LOAD CURRENT (3.3V, 1.5A COMPONENTS, VIN = 5V) 10 0.01 0.1 1 LOAD CURRENT (A) EFFICIENCY vs. LOAD CURRENT (1.3V, 8A COMPONENTS, SKIP = GND) EFFICIENCY vs. LOAD CURRENT (1.3V, 8A COMPONENTS, SKIP = VCC) 100 V+ = +7V 80 80 V+ = +7V 60 40 V+ = +12V EFFICIENCY (%) EFFICIENCY (%) SKIP = VCC 10 LOAD CURRENT (A) MAX1715-08 SKIP = GND 1 100 MAX1715-07 100 0.1 MAX1715-9 V+ = +7V 100 MAX1715-05 V+ = +7V EFFICIENCY (%) 80 EFFICIENCY vs. LOAD CURRENT (5V, 3A COMPONENTS, SKIP = VCC) 100 MAX1715-04 100 EFFICIENCY vs. LOAD CURRENT (5V, 3A COMPONENTS, SKIP = GND) MAX1715-06 EFFICIENCY vs. LOAD CURRENT (2.5V, 4A COMPONENTS, SKIP = VCC) EFFICIENCY (%) 80 V+ = +12V 60 V+ = +20V 40 V+ = +20V 20 20 60 0 0.01 0.1 1 10 0 0.01 0.1 1 10 0.01 0.1 LOAD CURRENT (A) LOAD CURRENT (A) FREQUENCY vs. SUPPLY VOLTAGE (4A COMPONENTS, SKIP = VCC) FREQUENCY vs. LOAD CURRENT (4A COMPONENTS) 400 MAX1715-10 400 OUT1, SKIP = VCC OUT1 300 FREQUENCY (kHz) 300 OUT2, SKIP = VCC 200 OUT2 200 OUT1, SKIP = GND 100 100 OUT2, SKIP = GND 0 0 0.01 0.1 1 LOAD CURRENT (A) 6 10 1 LOAD CURRENT (A) MAX1715-11 0.001 FREQUENCY (kHz) MAX1715 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ 4 8 12 16 20 24 SUPPLY VOLTAGE (V) _______________________________________________________________________________________ 10 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ (Circuit of Figure 1, components from Table 1, VIN = +15V, SKIP = AGND, TON = unconnected, TA = +25°C, unless otherwise noted.) NO-LOAD SUPPLY CURRENT vs. INPUT VOLTAGE (OUT1 = 1.8V, 4A COMPONENTS; OUT2 = 2.5V, 4A COMPONENTS; SKIP = GND) 150 100 50 500 400 300 200 IDD 100 0 -40 -20 0 20 40 60 0 5 TEMPERATURE (°C) 15 20 25 B B C C IDD 4 ICC 0 0 10 5 15 20 25 30 INPUT VOLTAGE (V) INPUT VOLTAGE (V) START-UP WAVEFORM (2.5V, 4A COMPONENTS, ACTIVE LOAD) LOAD-TRANSIENT RESPONSE (1.3V, 8A COMPONENTS, SKIP = GND) MAX1715-15 A A 6 30 MAX1715-16 LOAD-TRANSIENT RESPONSE (2.5V, 4A COMPONENTS, SKIP = GND) 10 IIN 8 2 IBATT 0 80 MAX1715-14 10 SUPPLY CURRENT (mA) 200 12 MAX1715-13 ICC 600 SUPPLY CURRENT (µA) 250 A B A = VOUT, 2V/div B = INDUCTOR CURRENT, 2A/div C = DL, 10V/div OUTPUT OVERLOAD WAVEFORM (2.5V, 4A COMPONENTS, SKIP = GND) A = VOUT, AC-COUPLED, 100mV/div B = INDUCTOR CURRENT, 5A/div C = DL, 10V/div SHUTDOWN WAVEFORM (2.5V, 4A COMPONENTS, SKIP = GND) MAX1715-19 A = VOUT, AC-COUPLED, 100mV/div B = INDUCTOR CURRENT, 2A/div C = DL, 10V/div C MAX1715-18 FREQUENCY (kHz) 700 MAX1715-12 300 NO-LOAD SUPPLY CURRENT vs. INPUT VOLTAGE (OUT1 = 1.8V, 4A COMPONENTS; OUT2 = 2.5V, 4A COMPONENTS; SKIP = VCC) MAX1715-17 FREQUENCY vs. TEMPERATURE (2.5V, 4A COMPONENTS, SKIP = HIGH) A A B B C C A = VOUT, 2V/div B = INDUCTOR CURRENT, 5A/div C = DL, 10V/div A = VOUT, 2V/div B = INDUCTOR CURRENT, 5A/div C = DL, 10V/div _______________________________________________________________________________________ 7 MAX1715 標準動作特性(続き)_________________________________________________________________ MAX1715 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ 端子説明 __________________________________________________________________________ 端子 名称 機 能 1 OUT1 OUT1 PWM用の出力電圧接続。外部インダクタと出力フィルタコンデンサの接点に直接接続して下さい。 OUT1は出力電圧を検出してオンタイムを決めるとともに、固定出力モードにおけるフィードバック入力 としても機能します。 2 FB1 OUT1用のフィードバック入力。AGNDに接続すると+1.8V固定出力、VCCに接続すると+3.3V固定出力に なります。OUT1との間の抵抗分圧器に接続すると可変出力になります。 3 ILIM1 4 V+ OUT1用の電流リミットスレッショルド調節。ILIM1をVCCに接続するとLX1-PGND電流リミットスレッショルドがデフォルト の+100mVになります。あるいは、AGNDとの間に外付抵抗を接続してリミットを調節して下さい。REXTを流れる高精度5µA プルアップ電流によってスレッショルドを50mV∼200mVの範囲に設定します。このピンの電圧は電流リミット電圧の10倍 になります。REXTとしては、電流リミットスレッショルドの1mV当たり2kΩになるようにして下さい(100kΩ∼400kΩ)。 バッテリ電圧検出接続。入力電源に接続して下さい。V+は、PWM単安定マルチバイブレータの タイミング設定専用です。 オンタイム選択制御入力。これは、DH_オンタイムを決定するために使用される4レベル入力です。下のTON 表はVIN = 24V、VOUT1 = 1.8V、VOUT2 = 2.5Vの条件になっています。 5 8 TON TON AGND REF Open VCC 周波数(OUT1)(kHz) 620 485 345 235 170 周波数(OUT2)(kHz) 460 355 255 170 6 SKIP パルススキッピング制御入力。VCCに接続すると低ノイズ強制PWMモードになります。AGNDに接続すると パルススキッピング動作がイネーブルされます。 7 PGOOD パワーグッドオープンドレイン出力。いずれかのFB入力が正常なレギュレーションポイントより5.5%(typ) 以上低い場合にPGOODはローになります。 8 AGND 9 REF +2.0Vリファレンス電圧接続。0.22µF(min)コンデンサでAGNDにバイパスして下さい。REFは外部負荷に 対して50µAの電流を供給することができます。 10 ON1 OUT1のON/OFF制御入力。AGNDに接続するとOUT1がオフになります。VCCに接続するとOUT1がオンになります。 11 ON2 OUT2のON/OFF制御入力。AGNDに接続するとOUT2がオフになります。VCCに接続するとOUT2がオンになります。 12 ILIM2 OUT2用の電流リミットスレッショルド調節。ILIM2をVCCに接続するとLX2-PGND電流リミットスレッショルドがデフォルト の+100mVになります。あるいは、AGNDとの間に外付抵抗を接続してリミットを調節して下さい。REXTに流れる高精度5µA プルアップ電流によってスレッショルドを50mV∼200mVの範囲に設定します。このピンの電圧は電流リミット電圧の10倍 になります。REXTとしては、電流リミットスレッショルドの1mV当たり2kΩになるようにして下さい(100kΩ∼400kΩ)。 13 FB2 OUT2用のフィードバック入力。AGNDに接続すると2.5V固定出力になります。OUT2との間の抵抗分圧器 に接続すると可変出力になります。 14 OUT2 OUT2 PWM用の出力電圧接続。外部インダクタと出力フィルタコンデンサの接点に直接接続して下さい。 OUT2は出力電圧を検出してオンタイムを決めるとともに、固定出力モードにおけるフィードバック入力 としても機能します。 15, 23, 28 N.C. アナロググランド 無接続。これらのピンは内部回路に接続されていません。熱伝導を向上させるため、N.C.ピンは グランドプレーンに接続して下さい。 _______________________________________________________________________________________ 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ 端子 名称 機 能 16 LX2 OUT2の外部インダクタ接続部。インダクタのスイッチ側に接続して下さい。LX2は、DH2ハイサイドゲート ドライバの低い方の電源ラインとして使用します。又、OUT2電流リミットコンパレータの正入力用としても 使用します。 17 DH2 OUT2のハイサイドゲートドライバ出力。スイングはLX2∼BST2です。 18 BST2 OUT2のブーストフライングコンデンサの接続。標準アプリケーション回路(図1)にしたがって外部コンデンサ 及びダイオードに接続して下さい。 「MOSFETゲートドライバ(DH_、DL_)」を参照して下さい。 19 DL2 OUT2のローサイドゲートドライバ出力。DL2はPGND∼VDDでスイングします。 20 VDD DLゲートドライバの電源入力。システム電源電圧(+4.5V∼+5.5V)に接続して下さい。最小4.7µFセラミック コンデンサでPGNDにバイパスして下さい。 21 VCC アナログ電源入力。直列20Ω抵抗を介してでシステム電源電圧(+4.5V∼+5.5V)に接続して下さい。 1µF(min)セラミックコンデンサでAGNDにバイパスして下さい。 22 PGND 24 DL1 OUT1のローサイドゲートドライバ出力。DL1はPGND∼VDDでスイングします。 25 BST1 OUT1のブーストフライングコンデンサの接続。標準アプリケーション回路(図1)にしたがって外部コンデンサ 及びダイオードに接続して下さい。 「MOSFETゲートドライバ(DH_、DL_)」を参照して下さい。 26 DH1 OUT1のハイサイドゲートドライバ出力。スイングはLX1∼BST1です。 27 LX1 OUT1の外部インダクタ接続部。インダクタのスイッチ側に接続して下さい。LX1は、DH1ハイサイドゲート ドライバの低い方の電源ラインとして使用します。 電源グランド。ローサイドMOSFETのソースに直接接続して下さい。電流検出アンプの負入力としての役割 も果たしています。 _______________________________________________________________________________________ 9 MAX1715 端子説明(続き)_____________________________________________________________________ MAX1715 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ 標準アプリケーション回路 _______________ 標準アプリケーション回路(図1)は、ノートブックコン ピュータで一般的に使用される低電圧電源(I/O電源、 固定CPUコア電源、DRAM電源)を2 つ発生します。 このDC-DCコンバータは、高効率及び高精度でバッテリ 又はACアダプタ電圧を1.0V∼5.5Vのレベルにステップ ダウンします。 表1に一般アプリケーション用部品のリスト、表2に 部品メーカのリストを記載しています。 詳細 ___________________________________ MAX1715は、ノートブックコンピュータの低電圧 電源用のバックコントローラです。MAX1715で使用 しているマキシム社独自のQuick-PWMパルス幅変調器 (図2)は、広範囲の入力電圧にわたって比較的一定の 動作周波数及びインダクタ動作点を維持しながら、 高速負荷ステップを扱えるように設計されています。 このQuick-PWM構造は、従来の一定オンタイム及び 一定オフタイムPWM技法に伴うスイッチング周波数の 大幅な変化による問題を回避すると共に、一定周波数 電流モードPWMの負荷トランジェントタイミングの 問題も回避します。 +5Vバイアス電源(VCC及びVDD) MAX1715は、バッテリの他にも+5Vの外部バイアス 電源を必要とします。通常、この+5Vバイアス電源は、 ノートブックコンピュータの95%効率+5Vシステム 電源になります。バイアス電源をICの外部に配置すると、 効率を向上できるだけでなく、PWM回路及びゲート ドライバで必要となる+5Vリニアレギュレータのコスト を除去することもできます。スタンドアロン機能が 必要な場合は、MAX1615等の外部リニアレギュレータ で+5V電源を発生できます。 VDD = 5V BIAS SUPPLY C9 4.7µF D3 CMPSH-3A C8 1µF 20 21 C11 1µF 3 12 VDD 25 C1 26 N1 C5 0.1µF L1 C3 D1 N2 27 24 5 1 9 C7 0.22µF 2 8 V+ VCC ON1 ILIM1 ON2 10 ON/OFF CONTROLS 11 ILIM2 ON1 OUTPUT1 1.8V VIN 4.5V TO 28V 4 R1 20Ω C2 MAX1715 BST1 BST2 DH1 DH2 LX1 LX2 DL1 DL2 TON PGND OUT1 OUT2 REF SKIP FB1 FB2 AGND PGOOD 18 17 16 N3 C6 0.1µF OUTPUT2 2.5V L2 19 N4 C4 D2 22 14 6 13 7 +5V 100k POWER-GOOD INDICATOR PINS 15, 23, 28 = N.C. 図1. 標準アプリケーション回路 10 ______________________________________________________________________________________ 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ COMPONENT 2.5V at 4A 1.8V at 4A 5V at 3A 1.3V at 8A 3.3V at 1.5A Input Range 7V to 20V 7V to 20V 7V to 20V 7V to 20V 4.75V to 5.5V Frequency 255kHz 345kHz 255kHz 255kHz 600kHz Fairchild Q1 High-Side MOSFET Semiconductor 1/2 FDS6982A Fairchild Semiconductor 1/2 FDS6982A Fairchild Semiconductor 1/2 FDS6990A Fairchild Q2 Low-Side MOSFET Semiconductor 1/2 FDS6982A Fairchild Semiconductor 1/2 FDS6982A Fairchild Semiconductor 1/2 FDS6990A Fairchild Semiconductor FDS6670A D2 Rectifier Nihon EP10QY03 Nihon EP10QY03 Nihon EP10QY03 Motorola MBRS340T3 L1 Inductor 4.4µH Sumida CDRH125 3.1µH Sumida CDRH125 6.8µH Coiltronics UP2B 1.5µH Sumida CEP125-1R5MC 3.3µH TOKO D73LC C1 Input Capacitor 10µF, 25V Taiyo Yuden TMK432BJ106KM 10µF, 25V Taiyo Yuden TMK432BJ106KM 10µF, 25V Taiyo Yuden TMK432BJ106KM (2) 10µF, 25V Taiyo Yuden TMK432BJ106KM 100µF, 10V Sanyo POSCAP 10TPA100M C2 Output Capacitor 330µF, 6V AVX 470µF, 4V Sanyo 470µF, 4V Sanyo TPSV337M006R POSCAP 4TPB470M POSCAP 4TPB470M 0060 International Rectifier IRF7811 International Rectifier 1/2 IRF7301 International Rectifier 1/2 IRF7301 — (2) 470µF, 6V Kemet 100µF, 10V Sanyo POSCAP T510X477108M0 10TPA100M 06AS 表2. 部品メーカ FACTORY FAX [Country Code] [1] 803-626-3123 [1] 516-435-1824 [1] 847-639-1469 [1] 561-241-9339 [1] 408-721-1635 [1] 310-322-3332 [1] 408-986-1442 [1] 714-960-6492 [1] 602-994-6430 MANUFACTURER USA PHONE AVX Central Semiconductor Coilcraft Coiltronics Fairchild Semiconductor International Rectifier Kemet Matsuo Motorola 803-946-0690 516-435-1110 847-639-6400 561-241-7876 408-822-2181 310-322-3331 408-986-0424 714-969-2491 602-303-5454 Murata 814-237-1431 800-831-9172 [1] 814-238-0490 NIEC (Nihon) Sanyo 805-867-2555* 619-661-6835 [81] 3-3494-7414 [81] 7-2070-1174 Siliconix 408-988-8000 800-554-5565 [1] 408-970-3950 Sprague Sumida Taiyo Yuden TDK TOKO 603-224-1961 847-956-0666 408-573-4150 847-390-4461 800-PIK-TOKO [1] 603-224-1430 [81] 3-3607-5144 [1] 408-573-4159 [1] 847-390-4405 [1] 708-699-1194 *Distributor 入力が+4.5V∼+5.5V固定電源の場合は、電源入力と +5Vバイアス入力をまとめて接続できます。+5Vバイ アス電源オーバッテリ電源の前にパワーアップする 場合は、スタートアップを保証するために、バッテリ 電圧を得る時点までイネーブル信号(ON1、ON2)を 遅延する必要があります。この+5Vバイアス電源は、 V CC 及びゲート駆動パワーを供給しなければならない ため、最大消費電流は次のようになります。 IBIAS = ICC + f(QG1 + QG2) = 5mA∼30mA(typ) ここで、I CC は1mA(typ)、f はスイッチング周波数、 QG1及びQG2はMOSFETデータシートのVGS = 5Vに おける合計ゲートチャージ仕様リミットです。 入力フィードフォワードを備えたフリーランニング、 一定オンタイムPWMコントローラ Quick-PWM制御構造は、電圧フィードフォワードを 備えた擬似固定周波数の一定オンタイム電流モード タイプです(図3)。この構造は、フィルタコンデンサの ESRを電流検出抵抗として利用するため、PWMランプ 信号は出力リップル電圧から得ます。制御アルゴリズム は簡単です。ハイサイドスイッチのオンタイムは、周期 が入力電圧に反比例し、出力電圧に正比例する単安定 マルチバイブレータのみによって決まります。もう1つ の単安定マルチバイブレータは、最小オフタイム (400ns typ)を設定します。オンタイム単安定マルチ バイブレータがトリガされるのは、エラーコンパレータ がロー、ローサイドスイッチ電流が電流リミットスレッ ショルド以下、さらに最小オフタイム単安定マルチ バイブレータでタイムアウトが発生した場合です。 ______________________________________________________________________________________ 11 MAX1715 表1. 標準アプリケーション用の部品 MAX1715 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ V+ BATTERY 4.5V TO 28V V+ ILIM_ VCC 5µA 5µA VDD 5V INPUT V+ ILIM_ VCC VDD VDD VDD 9R BST1 R DH1 CURRENT LIMIT V+ 9R PWM CONTROLLER (SEE FIGURE 3) BST2 R MAX1715 PWM CONTROLLER (SEE FIGURE 3) DH2 CURRENT LIMIT LX2 LX1 ZERO CROSSING OUTPUT1 1.8V VDD ZERO CROSSING OUTPUT2 2.5V VDD DL2 DL1 PGND OUT2 OUT1 FB2 FB1 VDD VCC 20Ω SKIP TON ON1 2V REF REF AGND ON2 PGOOD 図2. ファンクションダイアグラム オンタイムワンショット(TON) PWMの心臓部は、両方のコントローラのハイサイド スイッチのオンタイムを設定するワンショットです。 この高速、低ジッタ、可変ワンショットには、バッテリ 及び出力電圧に応じてオンタイムを変えるための回路が 含まれています。ハイサイドスイッチのオンタイムは、 V+入力で測定されるバッテリ電圧に反比例し、出力 電圧に正比例します。このアルゴリズムは、固定周波数 クロックジェネレータが無いにもかかわらず、ほぼ 一定のスイッチング周波数を提供します。一定スイッ チング周波数の利点は2 つありますが、その1 つは、 12 周波数を選択して455kHz IF帯域などのノイズに敏感な 領域を避けられることです。もう1つは、インダクタ リップル電流動作点が比較的一定に保たれるため、設計 が容易になるだけでなく、出力電圧リップルを予測で きることです。サイド1のオンタイムは、公称周波数 設定(200kHz、300kHz、420kHz又は540kHz)よりも 15%高く設定されており、サイド2のオンタイムは 公称値よりも1 5 %低く設定されています。これは、 両サイド間のオーディオ周波数のビート(うなり)を防ぐ ためです(各サイドは非同期でスイッチングします)。 オンタイム = K(VOUT + 0.075V)/VIN ______________________________________________________________________________________ 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ MAX1715 IN 2V TO 28V V+ TOFF TON 1-SHOT TRIG Q FROM OUT ON-TIME COMPUTE TON S Q TRIG TO DH DRIVER Q R 1-SHOT FROM ILIM COMPARATOR ERROR AMP REF TO DL DRIVER S Q FROM ZERO-CROSSING COMPARATOR REF -6% REF +12% REF -30% R x2 OUT_ FEEDBACK MUX (SEE FIGURE 9) S1 S2 FB_ TIMER Q OVP/UVLO LATCH TO PGOOD OR GATE 図3. PWMコントローラ(片側のみ) 表3. 動作モードの真理値表 ON1 ON2 SKIP 0 0 X SHUTDOWN Low-power shutdown state. DL = VDD. Clears fault latches. 0 1 X OUT1 Disable Disable OUT1. DL1 = VDD. Clears OUT1 fault latches. OUT2 Disable Disable OUT2. DL2 = VDD. Clears OUT2 fault latches. MODE COMMENTS 1 0 X X X <-0.3V No Fault 1 1 VDD RUN (PWM) Low Noise Low-Noise operation with no automatic PWM/PFM switchover. Fixed-frequency PWM action is forced regardless of load. Inductor current reverses at light load levels. IDD draw <1.5mA (typ) plus gate-drive current. 1 1 AGND RUN (PFM/PWM) Normal operation with automatic PWM/PFM switchover for pulse-skipping at light loads. IDD <1.5mA (typ) plus gate drive current. Disables the output overvoltage and undervoltage fault circuitry. X = Don’t care ______________________________________________________________________________________ 13 MAX1715 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ 表4. 周波数選択ガイドライン NOMINAL FREQUENCY (kHz) TYPICAL APPLICATION 200 4-cell Li+ notebook Use for absolute best efficiency. 300 4-cell Li+ notebook Considered mainstream by current standards. 420 Useful in 3-cell systems for lighter loads than the 3-cell Li+ notebook CPU core or where size is key. 540 +5V input COMMENTS Good operating point for compound buck designs or desktop circuits. ここで、KはTONピンストラップ接続で設定される値で、 0.075Vは予想されるローサイドMOSFETスイッチ両端 の電圧降下に対応する概算値です。伝播遅延は固定で あるため、オンタイム設定が短い程ワンショットタイ ミング誤差が増大し、540kHz及び420kHzの公称設定 では約±12.5%、より遅い他の2つの設定では±10%に なります。従って、より高い周波数ではスイッチング 周波数精度が低下することになります(表5)。ローサイド MOSFET両端の電圧降下の増大が原因で、スイッチング 周波数は負荷電流の関数として増大し、これによって インダクタ電流放電ランプがより速くなります。 「Electrical characteristics」で保証しているオンタイム には、外部ハイサイドパワーMOSFETのスイッチング 遅延が影響しています。 スイッチング周波数の精度に影響する外部要因としては、 2つの伝導ループに存在する抵抗性電圧降下(インダクタ 及びプリント基板の抵抗を含む)及びデッドタイム効果 の2つがあります。これらの要因は、負荷電流の変化に 伴う周波数変化が最大の原因です。デッドタイム効果は 実効オンタイムを増大させ、スイッチング周波数を 低減します。これは、片方あるいは両方のデッドタイム が実効オンタイムに加算されるためです。これが発生 するのは、PWMモード( SKIP = ハイ)で負荷電流が 小さい時、又は負の場合にインダクタ電流が反転する時 だけです。インダクタ電流が反転すると、インダクタの EMFによって、通常よりも早くLXがハイになり、ロー からハイへのデッドタイムだけオンタイムが長くなり ます。 臨界伝導点以上の負荷では、実際のスイッチング周波数 は次の通りです。 f= 14 VOUT + VDROP1 t ON (VIN + VDROP2 ) 表5. おおよそのK係数誤差 APPROX TON K-FACTOR SETTING ERROR (%) MIN VIN AT VOUT = 2V (V) SIDE 1 K FACTOR (µs) SIDE 2 K FACTOR (µs) VCC ±10 2.6 4.24 5.81 OPEN ±10 2.9 2.96 4.03 REF ±12.5 3.2 2.08 2.81 GND ±12.5 3.6 1.63 2.18 ここで、V DROP1 は、同期整流器、インダクタ、及び プリント基板の抵抗を含め、インダクタ放電経路内の 寄生電圧降下の合計値、VDROP2は充電経路内の抵抗の 合計値、t ON はMAX1715で計算されるオンタイムを 示します。 自動パルススキップ切換え スキップモード( SKIPロー)では、軽負荷時にPFMへの 自動切換えが発生します。この切換えは、コンパレータ がインダクタ電流のゼロクロスでローサイドスイッチの オンタイムを中絶することで発生します。このメカ ニズムにより、パルススキップPFMと非スキップPWM 動作間のスレッショルドが、連続及び断続インダクタ 電流動作間の境界と一致します(「臨界伝導」点としても 知られています)。7V∼24Vのバッテリ範囲では、この スレッショルドはバッテリ電圧に多少依存しますが 比較的一定です。 I LOAD(SKIP) ≈ K × VOUT_ VIN - VOUT 2L VIN ここで、Kはオンタイムスケール係数を示します(表5)。 PFM/PWMクロスオーバが発生する負荷電流レベル (I LOAD(SKIP) )は、インダクタ値の関数であるピーク間 リップル電流の1/2に等しくなります(図4)。例えば、 VOUT1 = 2.5V、VIN =15V、K = 2.96µs(表5参照)の標準 アプリケーション回路では、I LOAD = 0.7A(全負荷の 約1/6)でパルススキップ動作への切換えが発生します。 スイング(ソフト飽和)インダクタを使用した場合は、 クロスオーバ点がより低い値で発生します。 軽負荷によってパルススキップ動作が発生すると、 スイッチング波形はノイズが多く非同期のように見える こともありますが、これは軽負荷効率が高くなる正常な 動作です。P F Mノイズと軽負荷効率間の妥協点は、 インダクタ値を変えることによって調整できます。 一般に、インダクタ値が低い時に効率対負荷曲線がより 広く、インダクタ値が高い時に全負荷効率が高く(コイル 抵抗が一定の場合)、出力電圧リップルが小さくなります。 ______________________________________________________________________________________ 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ ∆t = MAX1715 ∆i -IPEAK VBATT -VOUT L -IPEAK ILOAD = IPEAK/2 0 ON-TIME TIME INDUCTOR CURRENT INDUCTOR CURRENT ILOAD ILIMIT 0 TIME 図4. パルススキップ断続クロスオーバ点 図5.「谷間」電流リミットスレッショルド点 但し、インダクタ値を高くすると物理的なサイズが増し、 (特に低入力電圧レベルにおいて)負荷過渡応答が劣化し ます。 実際のピーク電流は、電流リミットスレッショルドより もインダクタリップル電流の量だけ大きくなります。 従って、正確な電流リミット特性及び最大負荷性能は、 MOSFETオン抵抗、インダクタ値、及びバッテリ電圧 の関数になります。この不確実性という対価を支払う ことにより、損失のない確実な過電流検出が達成でき ます。UVP保護回路と組み合わせることにより、この 電流リミット技法は殆どの状況で効果的になります。 DC出力精度仕様はエラーのトリップレベルに関係して います。インダクタが連続伝導である時、出力電圧の DCレギュレーションレベルは、トリップレベルよりも リップルの50%だけ高くなっています。断続伝導モード ( SKIP = AGND、軽負荷)においては、出力電圧のDC レギュレーションレベルはトリップレベルよりも約1.5% 高くなっています(スロープ補償のため)。 強制PWMモード( SKIP = ハイ) 低ノイズ、強制PWMモード( SKIPをハイで駆動)に おいては、ローサイドスイッチのオンタイムを制御する ゼロクロスコンパレータがディセーブルされます。 これによって、ローサイドゲート駆動波形がハイサイド ゲート駆動波形と相補的になります。この結果、PWM ループがデューティサイクルをVOUT/VINに維持しようと するため、インダクタ電流は軽負荷で逆転します。 強制PWMモードの利点はスイッチング周波数をほぼ 一定に保つことですが、この場合、無負荷時のバッテリ 電流が10mA∼40mA(外部MOSFETに依存)になる可能 性があるという問題が生じます。 強制PWMモードが最も有効となるのは、オーディオ 周波数ノイズを低減する場合、負荷過渡応答を向上 させる場合、動的出力電圧調整用のシンク電流機能を 提供する場合、及びフライバックトランス又は結合 インダクタを使用した複数出力アプリケーションの クロスレギュレーションを向上させる場合です。 電流リミット回路(ILIM) 電流リミット回路には、ローサイドMOSFETのオン 状態の抵抗を電流検出要素として使用するユニークな 「谷間」電流検出アルゴリズムを採用しています。電流 検出信号が電流リミットスレッショルドよりも大きい 時は、PWMの新しいサイクルを開始できません(図5)。 又、VOUTが電流のシンクとなっている時に過剰な 逆インダクタ電流を防止する負の電流リミットも存在 します。負の電流リミットスレッショルドは、正の電流 リミットの約120%に設定されるため、ILIMの調整時に 正の電流リミットに追随します。 電流リミットスレッショルドは、内部5µA電流ソース 及びILIMの外付抵抗で調節できます。電流リミット スレッショルド調節範囲は50mV∼200mVです(抵抗値 1 0 0 kΩ∼4 0 0 kΩに対応)。可変モードでは、電流 リミットスレッショルド電圧は、ILIMの電圧のちょうど 1/10です。ILIMをVCCに接続した時のデフォルトスレッ ショルドは100mVです。この100mVデフォルト値への 切換え用ロジックスレッショルドは、約VCC - 1Vです。 可変電流リミットは、広範囲のオン抵抗特性を持つ MOSFETへの対応を可能にします( 「設計手順」 の項参照)。 プリント基板レイアウトのガイドラインを厳守し、LX 及びPGNDから見た電流検出信号が、ノイズ及びDC誤差 によって影響を受けないようにして下さい。このICは ローサイドMOSFETの近くに取り付け、ソース及び ドレイン端子へのケルビン検出接続を短くダイレクトな トレースで行うことが必要です。 MOSFETゲートドライバ(DH、DL) DH及びDLドライバは、中間サイズのハイサイド及び より大きなローサイドパワーMOSFETの駆動用として 最適化されています。これは、V B A TT - V O U T の差が 大きいノートブックCPU環境に見られる低デューティ ______________________________________________________________________________________ 15 MAX1715 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ +5V BST VIN 5Ω DH LX MAX1715 V CC が 4 . 2 V 以 上 に な る と 、 内 部 デ ィ ジ タ ル ソ フ ト スタートタイマが最大許容電流リミットを徐々に上昇 させます。この増加は20%、40%、60%、80%、100% の5ステップで発生し、1.7ms ±50%後に100%の 電流が利用できるようになります。 連続的に変化するアナログソフトスタート機能は、 ILIMの外付抵抗と並列にコンデンサを追加することに よって実現できます。このソフトスタート法では、 コンデンサを放電するため、パワーダウンとパワー アップの間に最小休止期間が必要です。 図6. スイッチングノードの立上がり時間の低減 パワーグッド出力(PGOOD) 係数に一致しています。アダプティブデッドタイム 回路はDL出力を監視し、DLが完全にオフになる前にハイ サイドF E Tがオンになるのを防ぎます。このアダプ ティブデッドタイム回路を正しく動作させるには、DL ドライバからMOSFETゲートまでの間の低抵抗、 低インダクタンス経路が必要です。さもないと、 MAX1715内の検出回路は、MOSFETゲートにまだ電荷 が残っている時に、MOSFETゲートがオフであるものと 解釈します。経路には、10∼20平方の非常に短く太い トレースを使用して下さい(MOSFETがMAX1715から 2.5cm離れている場合は、50∼100 mils)。 出力は低電圧状態かどうかをPGOODコンパレータに よって連続的に監視されています。シャットダウン、 ソフトスタート及びスタンバイモードでは、PGOODが 能動的にローに維持されます。ディジタルソフト スタートが終了した後、両出力がエラーコンパレータ のスレッショルドから5.5%以内であれば、PGOODが リリースされます。P G O O D出力は、寄生ESDダイ オードのない真のオープンドレイン型です。尚、 PGOOD低電圧検出器は、出力UVPフォルト検出器から 完全に独立しています。 反 対 側 の デ ッ ド タ イ ム ( D H タ ー ン オ フ )は 、 固 定 の 35ns(typ)内部遅延によって決まります。 DLをローに駆動する内部プルダウン抵抗は、0.5Ω(typ) のオン抵抗を持つ強力なものです。これは、大きな ローサイド同期整流器MOSFETのドレインからゲート への容量カップリングによって、インダクタノードの 高速立上り時間にDLがプルアップされるのを防ぎます。 但し、大電流アプリケーションにおいては、ハイサイド FET及びローサイドFETの組合せによって過大なゲート ドレインカップリングが起こり、これが原因で、効率の 低下及びEMIの発生を伴う貫通電流が発生する可能性も あります。この問題は、多くの場合BSTと直列に抵抗を 追加することで解決でき、この場合ターンオフ時間に 影響を及ぼすことなくハイサイドFETのターンオン時間 を増大することができます(図6)。 POR、UVLO、及びソフトスタート VCCが約2Vを超えて上昇すると、パワーオンリセット (POR)が発生し、フォルトラッチ及びソフトスタート カウンタがリセットされ、PWMが動作可能になります。 VCC低電圧ロックアウト(UVLO)回路はスイッチングを 抑制し、VCCが4.2V以上になるまでDLゲートドライバ を強制的にハイにします(出力過電圧保護を行うため)。 出力過電圧保護(OVP) 過電圧保護回路は、大電流を流してバッテリヒューズを 切断することによって、ハイサイドMOSFETの短絡から 保護するように設計されています。出力電圧が過電圧 になっていないかを継続的に監視しています。出力が 誤差アンプのトリップレベルよりも10.5%以上上昇 すると、過電圧保護(OVP)がトリガされ、回路が シャットダウンされます。この結果DLローサイドゲート ドライバ出力は、SHDNがトグルされるかV CC 電源が 1V以下に一度低下するまでハイにラッチされます。 これによって、同期整流器MOSFETが100%デューティ でオンになり、出力フィルタコンデンサが急速に放電 され、出力が強制的にグランドレベルになります。 過電圧の原因(ハイサイドMOSFETの短絡など)が取り 除かれない場合、バッテリヒューズが切断されます。 DLは、シャットダウンモードの時及びV CC UVLOが アクティブの時も常時ハイに維持されます(表3)。 尚、DLがハイにラッチされていると、OVPの起動時に 出力LCに蓄積されているエネルギーが原因で、出力 電圧が負に反転する可能性があります。負荷が強制的 な負の電圧に耐えられない場合は、逆極性クランプと して動作するパワーショットキダイオードをこの出力 の両端に接続して下さい(図1)。 過電圧保護は、SKIPテストモードで解除できます(表3)。 16 ______________________________________________________________________________________ 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ 出力低電圧保護機能はフの字過電流リミットに似て いますが、可変電流リミットの代わりにタイマを使用 します。MAX1715の出力がシャットダウンの解除 20ms後に公称値の70%以下の場合、PWMがオフに ラッチされ、VCC電源が一度低下するかSHDNがトグル されるまでは再起動しません。 保護機能なしテストモード 過電圧/低電圧保護機能が作動していると、障害を突き 止めるための時間が(長くても)数ミリ秒しかないため、 プロトタイプブレッドボードのデバッグ処理が難しく なります。従って、OVP、UVP、及びサーマルシャット ダウン機能を完全にディセーブルし、すでにフォルト ラッチが設定してある場合は、クリアするためのテスト モードを提供しています。PWMは、SKIPが接地されて いるかのように動作します(PFM/PWMモード)。 抵抗と直列に接続した外部負電圧源を介してSKIPから 1.5mAシンクすると、無障害テストモードに入ります (図7)。SKIPは、シリコンダイオードでAGNDにクランプ されているため、(V FORCE - 0.65V)/1.5mAに等しい 抵抗値を選択して下さい。 設計手順 _______________________________ 入力電圧範囲及び最大負荷電流は、スイッチング周波数 とインダクタ動作点(リップル電流比)を選択する前に確定 しておいて下さい。主要な設計妥協点は、スイッチング 周波数及びインダクタ動作点の選択によって決まります。 その他は次の4つの要因によって決まります。 SKIP 1.5mA VFORCE AGND 2)最大負荷電流。考慮すべき値は2つあります。ピーク 負荷電流(I LOAD(MAX) )は、瞬時的な素子のストレス 及びフィルタリング条件を決定するため、出力コン デンサの選択、インダクタ飽和定格、及び電流リミット 回路の設計で必要になります。連続負荷電流(ILOAD)は、 熱ストレスを決定するため、入力コンデンサ、MOSFET、 及びその他の重要な発熱部品の選択で必要となります。 最近のノートブックCPUでは、ILOAD = ILOAD(MAX)・ 80%が一般的です。 3)スイッチング周波数。サイズと効率間の基本的な 妥協点は、スイッチング周波数によって決まります。 MOSFETスイッチング損失は周波数及びVIN2に比例 するため、最適周波数は主に最大入力電圧の関数に なります。又、MOSFET技術の急速な進歩によって、 より高い周波数が実用的になっていることから、 最適周波数は変わりつつあります(表4)。 4)インダクタ動作点。この選択によって、サイズと 効率間の妥協点を得ることができます。インダクタ値 が低い程リップル電流が大きくなり、サイズが小さく なりますが、効率は劣化し出力ノイズは大きくなり ます。実用的な最小のインダクタ値は、臨界伝導の 終端(最大負荷時にインダクタ電流が各サイクルで ちょうどゼロに達する点)で回路が動作する値です。 インダクタ値をこれ以上小さくしてもサイズ低減の 利点はありません。 MAX1715のパルススキップアルゴリズムは、臨界 伝導点でスキップモードを開始します。従って、PFM/ PWM切換えが発生する負荷電流値も、インダクタ動作点 で決まります。最適な動作点はリップル電流の20%∼ 50%の範囲になります。 APPROXIMATELY -0.65V MAX1715 1)入力電圧範囲。最大値(VIN(MAX))は、ACアダプタの ワーストケースの高電圧に対応させる必要があります。 最小値(V IN(MIN) )は、コネクタ、ヒューズ、及び バッテリセレクタスイッチによる電圧降下後の最低 バッテリ電圧に対応させる必要があります。選択 できる場合は、より低い入力電圧の方が効率が高く なります。 インダクタのリップル電流は過渡応答性能にも影響を 与えます。(VIN - VOUT)が小さい場合、この影響は特に 顕著です。インダクタの値が小さい場合、インダクタ 電流が速く変化し、急激な負荷ステップによって出力 フィルタコンデンサから放電した電荷が補給されます。 出力の落ち込み量は、オンタイムと最小オフタイムから 計算した最大デューティ係数の関数でもあります。 図7. 過電圧/低電圧保護のディセーブル (テストモード) ______________________________________________________________________________________ 17 MAX1715 出力低電圧保護(UVP) MAX1715 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ VSAG = (∆I LOAD(MAX) )2 × L 2 × CF × DUTY (VIN(MIN) - VOUT ) ここで、 DUTY = K (VOUT + 0.075V) VIN K (VOUT + 0.075V) VOUT + min off - time ここで、最小オフタイム = 400ns(typ)です(表5参照)。 インダクタの選択 インダクタ値は、次に示すようにスイッチング周波数 (オンタイム)及び動作点(%リップル又はLIR)によって 決まります。 VOUT (VIN - VOUT ) L = VIN × f × LIR × I LOAD(MAX) 例：I LOAD(MAX) = 8 A、VIN = 7 V、VO UT = 1 . 6 V、 f = 300kHz、35%リップル電流又はLIR = 0.35 L = 1.6V (7 - 1 × 6) = 1.6µH 7 × 300kHz × 0.33 × 8A 割当てたスペースに収まる最低のDC抵抗を持つ低損失 インダクタを使用して下さい。鉄粉コアは安価で 200kHzでもうまく動作しますが、通常はフェライト コアが最適です。コアは、ピークインダクタ電流(IPEAK) で飽和しない大きさにであることが必要です。 IPEAK = ILOAD(MAX) + [(LIR / 2) ✕ ILOAD(MAX)] 電流リミットの設定 最小電流リミットスレッショルドは、電流リミットが 最小許容値の時に最大負荷電流に対応できる大きさで なければなりません。インダクタ電流の谷間は、 ILOAD(MAX)からリップル電流の半分を差し引いた時点で 発生するため、次のようになります。 ILIMIT(LOW) > ILOAD(MAX) - (LIR / 2) ILOAD(MAX) ここで、I LIMIT(LOW) は、最小電流リミットスレッショ ルド電圧をQ2のR DS(ON) で割り算した値を示します。 MAX1715では、最小電流リミットスレッショルド (100mVデフォルト設定)は90mVです。R DS(ON) に 関しては、MOSFET Q 2データシートからワースト ケースの最大値を選択し、温度によるR DS(ON)の上昇を 考慮した余裕分を追加します。一般に、上昇温度1℃に つき0.5%の抵抗を追加するのが適切です。 高い温度における最大R DS(ON)が12mΩである8A回路 の例では、次のようになります。 ILIMIT(LOW) = 90mV / 12mΩ = 7.5A 出力コンデンサの選択 出力フィルタコンデンサの実効直列抵抗(ESR)は、出力 リップル及び負荷トランジェント条件を満足できる低さ でなければなりません、それと同時に安定性の条件を 満足できる大きさでなければなりません。又容量値は、 過電圧保護回路をトリップすることなく、全負荷から 無負荷状態になる時のインダクタエネルギーを吸収 できる大きさでなければなりません。 出力が急激な負荷トランジェントにさらされるCPU VCORE コンバータや他のアプリケーションでは、出力 コンデンサのサイズは負荷トランジェントによる過剰な 出力低下を防止するために必要なESRの量に依存します。 有限容量による電圧落ち込みを無視すると、次のように なります。 VDIP RESR ≤ I LOAD(MAX) CPU以外のアプリケーションにおける出力コンデンサの サイズは、次に示すように、許容できる出力電圧リップル を維持するために必要なESRの量に依存します。 RESR ≤ Vp - p LIR × I LOAD(MAX) 実際に必要な容量値(マイクロファラッド)は、低ESRを 達成するのに必要な物理サイズ及びコンデンサの種類に 関係します。従って、コンデンサは通常、容量値では なく、ESR仕様及び電圧定格によって選択します(これに 該当するのはタンタル、OS-CON、及びその他の電解 コンデンサです)。 セラミックやポリマーなどの低容量フィルタコンデンサ を使用する場合は、通常、全負荷から無負荷状態に遷移 する時にVSAG及びVSOARが問題を起こすのを防ぐため、 必要な容量を基にしてコンデンサのサイズを決定します。 コンデンサの値は、インダクタの蓄積エネルギーに よって出力が過電圧保護スレッショルド以上になるのを 防止できる大きさでなければなりません。一般に、 オーバシュート条件を満足する容量を追加すれば、負荷の 立上りエッジでのアンダーシュートが問題になることは ありません( 「設計手順」のVSAGの式を参照)。 インダクタの蓄積エネルギーによるオーバシュートの 量は次式で計算されます。 2 LI ∆V ≈ PEAK 2CVOUT ここで、IPEAKはピークインダクタ電流です。 7.5Aは谷間電流6.6Aよりも大きいため、この回路は、 デフォルト100mV標準ILIMスレッショルドを使用し、 容易に全定格8Aを供給できます。 18 ______________________________________________________________________________________ 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ 安定性は、スイッチング周波数に対するESRゼロの値に よって決まります。不安定性の時点は、次式から求める ことができます。 f ESR = f π ここで、 f ESR = 1 2 × π × RESR × CF 標準的な3 0 0 k H zアプリケーションでは、ESRゼロ 周波数が95kHzよりもはるかに低くなければならず、 望ましい値は50kHz以下です。このデータシートの 発行時に広く使用されているタンタルやOS-CONコン デンサでは、標準ESRゼロ周波数は15kHzです。インダ クタの選択で使用した設計例では、50mVp-pリップルを サポートするのに必要なESRは50mV/3.5A =14.2mΩ です。低ESRタンタルコンデンサである4 7 0µF/4V Kemet T510を3つ並列に接続すると、15mΩ(max)の ESRが得られます。この場合、標準の複合ESRは 14.1kHzでゼロになり、十分安定範囲内にあります。 安定性の保証を考慮せずに、大きな値を持つセラミック コンデンサを高速フィードバック入力(FB_とAGND)間 に直接配置することは避けて下さい。値の大きなセラ ミックコンデンサはESRゼロ周波数が高く、不規則で 不安定な動作になります。この場合、インダクタと FB_ピンの接点から5cm程負荷側にコンデンサを配置 すると、十分な直列抵抗を容易に追加できます(「全セラ ミックコンデンサアプリケーション」の項を参照)。 不安定な動作は、ダブルパルシング及び高速フィード バックループ不安定性といった、関連性はあっても全く 異なる2つの問題として現れます。 ダブルパルシングは、出力のノイズ又はESRが低すぎて 出力電圧信号に十分な電圧の傾斜ランプが得られない ことが原因で発生します。この結果、400ns最小オフ タイム期間が経過した直後に、新しいサイクルがエラー コンパレータによって誤って開始されます。ダブルパル シングは有害であるというよりも厄介で、出力リップル の増大を除いて悪影響はありません。ただし、ESRが 不十分なことに起因してループ不安定性が生じている 可能性があります。 ループ不安定性は、ライン又は負荷の変動後の出力に 振動を起こし、過電圧保護ラッチをトリップしたり、 出力電圧を許容範囲以下に低下させることがあります。 安定性をチェックする最も簡単な方法は、非常に速い ゼロから最大への負荷トランジェントを与え(MAX1715 EVキットのマニュアルを参照)、出力リップル電圧エン ベロープのオーバシュート及びリンギングを注意深く 観察する方法です。この場合、AC電流プローブでイン ダクタ電流を同時に監視できます。最初のステップ応答 アンダーシュート又はオーバシュート後は、リンギング を1サイクルより多く発生させないで下さい。 入力コンデンサの選択 入力コンデンサは、スイッチング電流に必要なリップル 電流条件(I RMS )を満足する必要があります。起動時の サージ電流への耐性から、タンタル以外のコンデンサ (セラミック、アルミ、又はOS-CON)が適切です。 V OUT I RMS = ILOAD (VIN - VOUT ) VIN パワーMOSFETの選択 ここで示すMOSFETガイドラインは、高電圧(>20V) ACアダプタを使用した時に高負荷電流能力(>5A)を得る ことに焦点を置いています。低電流アプリケーション では、通常これ程注意する必要はありません。 最大の効率を得るには、ハイサイドMOSFET(Q1)として 最適バッテリ電圧(15V)で伝導損失がスイッチング損失 と同じになるものを選択します。この場合、最小入力 電圧における伝導損失がパッケージの熱リミットを超え ないこと、又は全体的な熱許容量に違反しないことを 確認して下さい。さらに、最大入力電圧での伝導損失に スイッチング損失を加えた値がパッケージ定格を超え ないこと、又は全体的な熱許容量に違反しないことを 確認して下さい。 ローサイドMOSFET(Q2)としては、R DS(ON)が最低で、 適度な小型パッケージ(8ピンSOPなど)で提供され、 妥当な価格のものを選択します。MAX1715 DLゲート ドライバがQ 2を駆動できることを確認して下さい。 即ち、ドレイン・ゲート間の寄生容量によってハイ サイドスイッチのターンオン時にゲートがプルアップ され、貫通電流の問題が発生することがないことを確認 します。バック構成で使用した場合、ローサイド MOSFETはゼロ電圧スイッチドデバイスになるため、 スイッチング損失が問題になることはありません。 MOSFETの消費電力 ワーストケースの場合の伝導損失は、極端なデューティ 係数で発生します。ハイサイドMOSFETでは、次に 示すように最小バッテリ電圧で、抵抗による消費電力 (PD)が最悪になります。 ______________________________________________________________________________________ 19 MAX1715 出力コンデンサの安定性 MAX1715 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ V PD(Q1 resistance) = OUT ILOAD2 × RDS(ON) VIN(MIN) 一般に、高い入力電圧でスイッチング損失を低減する には、小さなハイサイドMOSFETが望ましくなります。 しかし、MOSFETの小型化は、パッケージ消費電力 リミットを守るために必要なR DS(ON)によってしばしば 制限されます。上述の通り、スイッチング(AC)損失と 伝導(RDS(ON))損失が等しい時が最適です。通常、入力が 約15Vを超えない限り、ハイサイドスイッチング損失が 問題になることはありません。 ハイサイドMOSFETのスイッチング損失は、最大AC アダプタ電圧が印加された時に深刻な熱の問題を起こす ことがあります。これはCV2Fスイッチング損失の式の 二乗項が原因です。低バッテリ電圧で十分なR DS(ON)が 得られるように選択したハイサイドMOSFETが、 VIN(MAX)によって極端に熱くなる場合は、MOSFETを 選択し直す必要があります。 ターンオン時間とターンオフ時間に影響する要因は 数量化が難しいため、スイッチング損失によるQ1の電力 消費を計算するのは困難です。これらの要因としては、 内部ゲート抵抗、ゲートチャージ、スレッショルド電圧、 ソースインダクタンス、及びプリント基板のレイアウト 特性があります。次に示すスイッチング損失の計算式は 概算であって、ブレッドボード評価に代わるものでは ありません。ブレッドボード評価には、Q1に取り付けた 熱電対を使用した確認チェックを含めると良いでしょう。 PD(Q1 switching) = CRSS × VIN(MAX)2 × f × ILOAD IGATE 過負荷保護は必要なく、短絡保護だけで十分な場合は、 通常のILOAD値を使用して部品ストレスを計算できます。 デッドタイム中にQ 2 MOSFETボディダイオードが オンになるのを防止するには、順方向電圧が十分低い ショットキダイオード(D1)を選択して下さい。原則 として、DC電流定格が負荷電流の1/3に等しいダイ オードで十分です。このダイオードはオプションで、 効率が重要でない場合は省略しても構いません。 アプリケーション情報 ___________________ ドロップアウト性能 連続伝導動作の出力電圧調整範囲は、固定500ns(max) 最小オフタイム単安定マルチバイブレータによって制限 されます。最も優れたドロップアウト性能を得るには、 最も遅い(200kHz)オンタイム設定を使用します。低入力 電圧における動作時は、オンタイム及びオフタイム として最悪の値を使用してデューティ係数リミットを 計算する必要があります。製造公差及び内部伝播遅延は、 TON K係数に誤差を発生します。この誤差は、周波数が 高い程大きくなります(表5)、又、ドロップアウト付近 で動作させた時のバックレギュレータの過渡応答性能は 低く、バルク出力容量の追加が必要になることを考慮に 入れて下さい( 「設計手順」の項のVSAG式を参照)。 ドロップアウト設計例：V IN = 3V(min)、V OUT = 2V、 f = 300kHz。必要なデューティは、(V O UT + V SW )/ (V IN - V SW ) = (2V + 0.1V)/(3.0V - 0.1V) = 72.4% です。最悪のオンタイムは、(VOUT + 0.075)/VIN ✕ K = 2.075V/3V ✕ 3.35µs-V ✕ 90% = 2.08µsです。ICの デューティ係数リミットは次の通りです。 t ON(MIN) DUTY = デューティ ローサイドMOSFET(Q2)に関しては、次に示すように 常に最大バッテリ電圧で電力消費が最悪になります。 これは必要なデューティを満たします。 1 - V 2 OUT I PD(Q2) = × RDS(ON) VIN(MAX ) LOAD 絶対的に最悪のMOSFET消費電力が発生するのは、 I LOAD(MAX)を超えても電流リミットを超えてフォルト ラッチをトリップする程大きくはない重負荷がかかって いる場合です。これを回避するには、以下の負荷に 耐える回路を設計して下さい。 ILOAD = ILIMIT(HIGH) + (LIR / 2) ✕ ILOAD(MAX) ここで、I LIMIT(HIGH) はスレッショルド公差及びオン 抵抗変動を含め、電流リミット回路に許される最大谷間 電流を示します。これは、MOSFETのヒートシンクを かなり良好に行わなければならないことを意味します。 20 t ON(MIN) + t OFF(MAX) = 2.08µs = 80.6% 2.08µs + 500ns ここで、CRSSはQ1の帰還容量、I GATEはピークゲート 駆動ソース/シンク電流(1A typ)を示します。 最悪のドロップアウトデューティ係数を計算する時は、 必ずインダクタ抵抗及びMOSFETオン時電圧降下(VSW) を含めて下さい。 全セラミックコンデンサアプリケーション セラミックコンデンサには長所と短所があります。 これらはESRが非常に低く、非燃焼性で、比較的小型 であるうえ無極性です。この反面、高価でもろく、 超低ESR特性によってESRゼロ周波数が異常に高くなる ことがあります(安定性に影響)。さらに容量値が比較的 低いため、バルクのタンタル又は電解コンデンサを並列 に接続してインダクタに溜まったエネルギーを吸収させ なければ、急に全負荷から無負荷状態に遷移した時に 出力オーバシュートが発生することもあります。場合 ______________________________________________________________________________________ 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ OUT2 FIXED 1.8V DH 1/2 VOUT MAX1715 MAX1715 OUT1 VBATT TO ERROR AMP1 TO ERROR FIXED AMP2 2.5V FIXED 3.3V DL PGND R1 OUT FB FB1 FB2 0.2V 0.2V R2 MAX1715 AGND 2V 図8. VOUTを抵抗分圧器で設定 によっては、電解コンデンサ用のスペースがないことも あり、セラミックだけを使用するDC-DC設計が必要に なります。 図8に示す全セラミックコンデンサアプリケーション では、タンタル出力コンデンサをセラミックコンデンサ で置き換えています。この設計で重要な点は、ESRゼロ 周波数を低減するために最小5 mΩの寄生PCボード トレース抵抗をコンデンサと直列に接続してあること です。この小さな抵抗は、MAX1714A回路をCPUから 5cm∼7.5cm離し、全てのセラミックコンデンサを CPUの近くに配置することによって容易に得ることが できます。5mΩ以上の抵抗値によって、安定性が向上 します(これは、「標準動作特性」で示す負荷過渡応答 特性をチェックすると分かります)。プリント基板の トレース抵抗は効率に悪影響があるため、過剰に追加 しないようにして下さい。7A回路の場合は5mΩで十分 です。 1 RESR ≥ 2FCOUT 最小出力容量条件は出力オーバシュート(∆V)によって 決まります。この例では、負荷ステップの回復時に インダクタからコンデンサに伝送されるエネルギーを 最小にするために、(標準8A回路の300kHz及び2µHに 比べ)スイッチング周波数を600kHzに増加し、インダ クタ値を0.5µHに低減しています。OVPラッチのトリップ を回避するために、オーバシュートを計算する必要が あります。540kHzで動作させた場合の効率低下は入力 電圧に依存しますが、約2%∼3%です。 ここでは、1Ω抵抗(オプション)をOUTに直列に配置 しています。この抵抗は一部の基板の高周波ノイズを 図9. フィードバックマルチプレクサ 減衰させます(このノイズはダブルパルシングの原因に なります)。 固定出力電圧 MAX1715はDual ModeTM動作のため、外付部品なしで 一般的な電圧を選択することができます(図9)。FBを AGNDに接続すると固定+2.5V出力、VCCに接続すると +3.3V出力になり、F Bを直接OUTに接続すると固定 +1.0V出力になります。 抵抗分圧器におけるVOUTの設定 必要に応じて、抵抗分圧器を使用して出力電圧を調整 して下さい(図8)。出力電圧を調整するための式を次に 示します。 R1 VOUT = VFB 1 + R2 ここでVFBは1.0V、R2は約10kΩです。 2段(5V電源)ノートブック CPUバックレギュレータ 高電圧バッテリを超低出力電圧にステップダウンする 最も効率的でコスト効果の高い方法は、1段のバック レギュレータを使用し、これをバッテリから直接駆動 する方法です。しかし、バッテリのバスをCPUの近くに 配線できない場合や、スペースの制約から局部DC-DC コンバータを非常に小さくしなければならない場合が あります。このような場合は、図10の5V駆動回路が 適切です。入力電圧を低減しているため、スイッチング 周波数をより高くし、インダクタ値をずっと小さくする ことができます。 Dual ModeはMaxim Integrated Productsの商標です。 ______________________________________________________________________________________ 21 MAX1715 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ 1µF VIN 4.5V TO 5.5V 20Ω 1µF ILIM VCC C1 4 x 10µF/25V V+ VDD BST2 ON2 ON/OFF DH2 IRF7805 0.1µF MAX1715 L1 0.5µH LX2 0.22µF REF DL2 VOUT 2.5V AT 7A C2 3 x 470µF KEMET T510 IRF7805 PGND FB2 VCC OUT2 100k PGOOD TON AGND SKIP 図10. 5V駆動、8A CPUバックレギュレータ プリント基板レイアウトのガイドライン 低スイッチング損失及びクリーンで安定した動作を 達成するには、プリント基板のレイアウトに注意が必要 です。デュアルコンバータの場合、片方のチャネルが 他方に影響する場合があるため、特にレイアウトが重要 です。スイッチング電力段には細心の注意が必要です (図11)。具体的なレイアウト例についてはMAX1715 EVキットのデータシートを参照して下さい。 できれば全ての電力部品をボードの上面に実装し、 グランド端子が互いにぴったり接触するようにします。 良好なプリント基板レイアウトを達成するには、次の ガイドラインに従って下さい。 • 上面の全ての電力部品は、下面の敏感なアナログ部品 からグランドシールドで分離して下さい。OUT1と OUT2サイドの下のPGNDプレーン(PGND1と PGND2)は別々にして下さい。PGND1及びPGND2 グランドプレーンにAC電流が流れ込むのを防いで 下さい。できれば、電源プレーングランド電流は 上面だけに流すようにして下さい。 • OUT1とOUT2の間のクロストークを最小限に抑える ために、電源プレーン上をスターグランド接続にして 下さい。 • 大電流経路は特にグランド端子部で短くします。 これは、ジッタのない安定した動作を得る上で重要 です。 22 • ICの近くでAGNDとPGNDを接続します。それ以外の 場所では接続しないで下さい。「レイアウト手順」の ステップ4に示すグランディング方法に従って下さい。 • 電源トレース及び負荷接続は短くして下さい。これは、 高効率を達成する上で重要です。厚い銅のプリント 基板(2オンス対1オンス)を使用すると、全負荷時の 効率が1%以上向上します。プリント基板のトレース の配線はセンチメートル単位の違いを考慮しなければ ならないため、容易な作業ではありません。トレース 抵抗が1ミリオーム大きくなると、効率の低下が測定 値に現れます。 • 電流リミット用の同期整流器へのLX_及びPGND 接続は、電流リミットの精度を保証するためにケル ビン検出接続を使用する必要があります。8ピンSOP MOSFETの場合は、PGNDとLX_を8ピンSOPパッ ケージの内部(下側)に接続し、最上の銅層を使用して 外側からMOSFETに電源を配線するのが最良です。 • トレース長に妥協が必要な場合は、インダクタ放電 経路よりも充電経路の方を長くします。例えば、イン ダクタとローサイドMOSFETの間又はインダクタと 出力フィルタコンデンサの間よりも、入力コンデンサ とハイサイドMOSFETの間の経路を長くするのが 適切です。 • COUTへのOUTの接続は短くし、ダイレクトにします。 但し、場合によってはOUTインダクタノードと出力 ______________________________________________________________________________________ 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ • 高速スイッチングノード(BST_、LX_、DH_、DL_)は 敏感なアナログ領域(REF、ILIM、FB)から遠ざけて 下さい。PGND1及びPGND2をEMIシールドとして 使 う こ と に よ り 、 放 射 ス イ ッ チ ン グ ノ イ ズ を IC 、 フィードバック分圧器及びアナログバイパスコン デンサから遠ざけて下さい。 5)基板の上面(電源プレーン)において、2つの面の間の クロストークを最小限に抑えるためにスターグランド を形成して下さい。上面のスターグランドは入力コン デンサ、サイド1のローサイドMOSFET及びサイド2 のローサイドMOSFETの星型接続です。電流リミット を正確にするため、スターグランドとローサイド MOSFETのソース間の抵抗を小さくして下さい。 上面のスターグランド(MOSFET、入力及び出力コン デンサに使用)を短くて広い接続路(できればビアのみ) で小さなPGNDの島に接続して下さい。 • 全てのピンストラップ制御入力接続( SKIP、ILIMなど) は、PGND_かVDDではなく、AGNDかVCCに行って 下さい。 レイアウト手順 1)グランド端子同士を隣接させ、電力部品を先に配置 します(Q2ソース、CIN -、COUT -、D1アノード)。 できればこれらの接続は全て最上層の広い銅領域で 行います。 多層基板(強く推奨します)が使用できる場合、最上層 のすぐ下の層にPGND1とPGND2を作り、これが EMIシールドの役目を果たすようにして下さい (MAX1715EVキットに例が記載されています)。各 部品を別々にスターグランドビアに接続して下さい。 このビアは最上面のPGNDプレーンに接続しています。 もう1つの隙間のないグランドプレーンをICの下に 追加して、予備シールドとして下さい。これもスター グランドビアに接続して下さい。 2)コントローラICを同期整流器MOSFET Q2の隣りに 配置します。この場合裏面に配置して、LX_、PGND_ 及びDL_ゲート駆動ラインを短く太くするのが適切 です。DL_ゲートトレースは、短く太く(10∼20平方) する必要があります(MOSFETがコントローラICから 2.5cm離れている場合は、50∼100mils)。 3)ゲート駆動部品(BST_ダイオード及びコンデンサ、 VDDバイパスコンデンサ)は、コントローラICの近く でひとまとめにします。 6)出 力 電 力 プ レ ー ン (V C O R E 及 び シ ス テ ム グ ラ ン ド プレーン)を、複数ビアで出力フィルタコンデンサの 正及び負端子に直接接続します。 4)次の手順でDC-DCコントローラのグランド接続を 行って下さい。まず、ICの近くに小さなアナログ USE AGND PLANE TO: USE PGND PLANE TO: - BYPASS VCC AND REF - BYPASS VDD - CONNECT PGND TO THE TOPSIDE STAR GROUND - TERMINATE EXTERNAL FB DIVIDER (IF USED) OUT1 - TERMINATE RILIM (IF USED) AGND VIA TO OUT1 - PIN-STRAP CONTROL INPUTS VIA TO PGND GROUND OUT2 C3 C4 VIA TO OUT2 PGND D2 D1 L1 N1 C1 C2 L2 N2 VIA TO GROUND CONNECT PGND TO AGND BENEATH THE MAX1715 AT ONE POINT ONLY AS SHOWN. VIA TO LX2 VIA TO LX1 NOTE: EXAMPLE SHOWN IS FOR DUAL N-CHANNEL MOSFET. VIN 図11. プリント基板レイアウト例 ______________________________________________________________________________________ 23 MAX1715 グランドプレーンを作って下さい。このプレーンを AGNDに接続し、このプレーンをREF及びVCCバイパス コンデンサ、FB分圧器及びILIM抵抗(あれば)のグランド として下さい。PGND用にもう1つ小さなグランド アイランドを作り、ICの非常に近くに配置された VDDバイパスコンデンサ用に使って下さい。AGNDと PGNDピンはICの下で一つにまとめて接続して下さい (AGNDとPGNDの間の接続はこれだけです)。 フィルタコンデンサの間に、ある程度の長さのトレース を故意に設けた方が望ましいこともあります( 「全セラ ミックコンデンサアプリケーション」の項を参照)。 MAX1715 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ ピン配置 _______________________________ TOP VIEW OUT1 1 28 N.C. FB1 2 27 LX1 ILIM1 3 26 DH1 25 BST1 V+ 4 24 DL1 TON 5 SKIP 6 MAX1715 23 N.C. 22 PGND PGOOD 7 AGND 8 21 VCC REF 9 20 VDD ON1 10 19 DL2 ON2 11 18 BST2 ILIM2 12 17 DH2 FB2 13 16 LX2 OUT2 14 15 N.C. QSOP 24 ______________________________________________________________________________________ 超高効率、ノートブックコンピュータ用 デュアルステップダウンコントローラ QSOP.EPS 販売代理店 〒169 -0051東京都新宿区西早稲田3-30-16（ホリゾン1ビル） TEL. (03)3232-6141 FAX. (03)3232-6149 マキシム社では全体がマキシム社製品で実現されている回路以外の回路の使用については責任を持ちません。回路特許ライセンスは明言されていません。 マキシム社は随時予告なしに回路及び仕様を変更する権利を保留します。 25 ____________________Maxim Integrated Products, 120 San Gabriel Drive, Sunnyvale, CA 94086 408-737-7600 © 2000 Maxim Integrated Products is a registered trademark of Maxim Integrated Products. MAX1715 パッケージ ________________________________________________________________________