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プリント回路基板からの放射電磁ノイズ予測技法の開発
一般化したグランド面形状に対する放射量の予測
__
渡辺哲史･和田修己禽1･古賀隆治★2
TetsushiⅥ仏工ANABE,OsamiWADA,andRyqjiKoga
キーワード
電磁波妨害/プリント回路基板/不完全グランド/コモンモード放射
KEYWORDS
Electromagneticinterference/Printedcircuitboard/Insufficientgroundplane/
Commonmoderadiation
要
旨
プリント回路基板からの放射電磁ノイズが増加する原因として信号線の帰路となるグランド面が十分
に確保されていない場合が注目されている｡我々はこれまでに基板上配線の2次元断面形状とコモンモ
ードアンテナモデルを用いた放射予測手法を提案してきた｡本報告では､この予測手法を一般のプリン
ト基板構造に適用する手法を示し､やや複雑なグランド形状のプリント基板に対してその有効性を確認
した｡その結果､コモンモードアンテナモデルの解析はFDTD法を用いたところ､予測結果は測定結果
に良く一致した｡また､コモンモードアンテナモデルを用いない従来の解析手法と比較を行ったところ､
放射予測値はほぼ等しい値が得られ､その計算に要する時間は1/60程度に短縮することができた｡
1はじめに
られている｡そこで､多くの基板では面状にグラ
現在､市場に電機製品を出荷する際には電磁ノ
ンドを配置している｡
また､高速信号の伝送において､グランドは信
イズに関する規制をクリアすることが必須となっ
ている｡この試験は試作品の完成後に行われる｡
号の帰路として重要な役割を担っている｡この場
合に一般的に用いられる構造はマイクロストリッ
プ構造と呼ばれる構造で､グランド面の上に信号
この試験をパスしない場合には､製品の改善措置
が必要になり､対策部品の追加､製品の設計変更
などによる製品の開発コストの増加や開発の遅れ
などを招く｡そのため､設計段階から電磁ノイズ
線が配置される構造である｡
に対する配慮を行うことが重要視されている｡
のグランド面上に信号緑を配置することを前提に
した構造である｡しかし､現実のプリント回路基
このマイクロストリップ構造は､十分な大きさ
電磁ノイズの対策には多種の手法があるが､プ
リント回路パターンによる対策は最終的に最も低
板では種々の制約によりグランド面の幅の狭い部
コストで実現できる可能性が高い｡しかし､この
ための設計法は現状では確立されておらず､現場
分･端部近傍に配線される場合がある｡このよう
の設計技術者が容易に使える手法が望まれている｡
そこで我々は､プリント回路基板設計で重要な位
に知られている｡この現象を説明する理論として
我々は電流配分率を用いた予測法を提案してきた
置付けとなっているグランド面の欠損と電磁ノイ
ズの増加の関係に注目し､ノイズを低減する設計
1) 3)｡これまでの報告では､断面形状の違いによ
る放射電磁ノイズの増加量に注目してきたが､今
回はこれを進めて､実際の放射量の予測までを行
な状況では放射電磁ノイズが増加することが一般
手法の開発を目指している｡
電子回路はすべて基準電位からの電位差を考え
い､従来の電磁界解析に対する優位性を確認する｡
て動作が設計されている｡その基準電位として配
線されている部分をグランドと呼ぶ｡プリント回
2理論
グランドが十分に確保されていない場合のコモ
路基板の設計に際し､グランドを大きくとること
がノイズ対策の上で有効であることが経験的に知
ンモード電流の発生メカニズムを以下のような過
★1京都大学大学院工学研究科
★2岡山大学大学院
自然科学研究科
ー22-
程であると導いた1)｡
(5)
A咤=(ゐb-んa)Iふ=助拓
2.1コモンモード電圧と電流配分率
ある伝送線路について､コモンモード電流を考
慮するためには､信号綬,帰路線およびシステム
と表される｡但し､△ん=加-んaとする｡
従って､図2(a)の接続部に対応するコモンモー
グランドの
ド励振モデルは図2(c)となる｡
3導体系で考える必要がある｡信号
綻･帰路線ゐ電流を烏,点で表すとき､この電流
を図1に示すようにノーマルモード成分血とコモ
PartA
ンモード成分克(=五s+尤R)に分離することができ
partB
る｡2つの線路に流れるコモンモード電流の大き
さは一般に等しくなく､この比を電流配分率ゐで
表す｡
Jlヽ
ゐa
(1)
ゐ=
Jcs+JcR
(a)異種線路接続
Js
JN
JR
JN
Jcs
S唱nalline
retu∫nline
syste血grOund
図1
JcR
●血一丁c
ノーマルモード電流とコモンモード電流
このゐを用いて2線の電流を次式のように表すこ
とができる｡
Js…JN+ゐJc
(2.a)
(2･b)
JR=一丁N+(1-ゐ)J｡
この電流配分率ゐは線路の断面形状によって決
定される2)｡
図2(a)に示す基板がシステムグランドに近接し
ていない場合､図2(c)のコモンモードモデルはア
一色をコモンモ
ード電位と呼び､次式で与えられる1)｡
咤=叛+ゐ侮
､(C)コモンモードアンテナモデル
異種線路の接続によるコモンモード発生
2.3コモンモードアンテナ
コモンモードのみを考える場合には､信号線と
帰路線を束ねた仮想的なコモンモード線路を考え
ると都合が良い｡この線路の電位
図2
ンテナとして作用する｡ゆえに､このモデルをコ
モンモードアンテナモデルと呼ぶこととする｡コ
モンモード放射を計算するためにはこのアンテナ
(3)
モデルを解析すれば良い｡
ただし､惰,■倹,祐はそれぞれ､信号線電位,帰路
線電位,ノーマルモード電圧を表し､祐=惰一抜
3実験
である｡
3.1実験基板
今回はより現実的な形状として､図3に示す形
2.2線路の接続
次に､図2(a)に示すような断面形状の異なる線
状のプリント回路基板を用いた｡高速信号線は通
路を接続した場合を考える｡図2(b)た接続点近傍
る｡今回はレシーバICの変わりに整合負荷を用
の電位分布を示す｡図に示すように､接続点にお
いた｡ここで､両側のIC下部には通常､回路の
安定動作を確保するため広いグランドプレーンが
常､ドライバーICからレシーバーICに接続され
いて､信号纏い帰路線の電位は連続である｡しか
し､電流配分率が線路A,Bの部分で電流配分率
用いられる｡そして､歪みのない波形伝送を行う
ゐa,加が尭なっている場合､コモンモード電位が接
続点で不連続となり､電位差△tそを生じる｡この
ためには､信号緑の直下には最低限の幅のグラン
ドが必要である｡この状態をモデル化したのが図
電位差は
ー23
】
3に示すグランド形状である｡
_こ
､‡Mod11k巨ミ
Dri∇err
T
33
】
l
y
】
40'40
l
100
図5測定配置
｣
40
30
DielectricThickness:1.6mm
二て,
gr:4.3,ia｡針0.02,加‥75Q(U融皿叫
図3実験基板外形図
Fl00
ゴ.
この基板では､図中B,C点でグランド幅が変化
しているため､この点でコモンモード起電力が発
生する｡その結果､この実験基板に対応するコモ
ユ80
ンモードアンテナモデルは図4のように書き表す
ピ
ロコ
ことができる｡今回の基板形状の場合にはB,C点
における電流配分率の変化はそれぞれ△血=0.136,
60
A血=-0.136である2)｡
200
250
400
6(泊
800
1000
FrequencyrMHzl
図6ドライバーの出力電圧スペクトル
3.3放射予測計算
今回は放射予測計算にFDTD法を用いた｡計算
解析のモデルとして(a)図3に示す信号線を含む
実際の形状および(b)図4に示すコモンモードア
ンテナモデルの2種類で解析を行った｡それぞれ
100
zLェ80
㌫叫
図4実験基板のコモンモードアンテナモデル
のモデルに対する解析条件を表1,表2に示す｡
表1FDTD解析条件(共通部分)
セル分割法
等分割
吸収境界
3.2放射電界測定
今回､この実験基板より放射される電界強度を
PML8層
解析対象から吸収境界までの距離
解析対象から仮想ボックスまでの
距離
電波暗室内において､図5に示す配置で測定した｡
アンテナは高さ1m水平偏波に固定し､実験基板
は図に示す向きに固定した｡今回の実験では､ド
ライバー部に74ACOOを出力ドライバーとする
7セル
2セル
表2FDTD解析条件(モデル依存部分)
10MIizの発信器モジュールを用いた｡このモジ
ュールからは10M壬王zの矩形波が出力されている
ため､10MEzの高調波成分のみが発生している｡
モデル
セルサイズrmm]
(△Ⅹ,△洪△z)
このモジュ}ルの出力電圧スペクトルを図3
中のA点で測定した(図6)｡今回の信号線では終
セル数(Nx,Nさ1Nz)
総セル数
端が整合しているため､B,C点におけるノーマル
タイムステップ
(△t)【ps]
モード電圧も同じスペクトルであると仮定し､
ステップ数
計算時間
△l七1,A挽2の計算に用いた｡
(a)
(2.0,0.47,0.53)
(155,264,34)
1,391,280
(b)
(5.0,5.0,5.0)
(80,52,30)
124,800
0.905
9.63
50,000
10,000
約22時間
約20分
(計算には3.6GH2:Pentium4のPCを使用)
-24-
モデル(a)においては､基板の厚さ1.6mm,信号
線幅1.42mmをいくつかのセルに分割することが
3.4実験結果
前節で述べた2つの解析モデルによる放射電磁
必要である｡今回用いた分割は図7に示すよう
界の予測値および測定値を図9に示す｡まず､実
際の基板形状をモデル化した(a)の計算結果とコ
に最低限の分割である｡このように△y,△zを非
常に小さな値にすると,クーラン条件より決定さ
モンモードアンテナモデルを用いた(b)の計算結
果が非常に良く一致している点が分かる｡これは､
れる△tも小さくなる｡一方､モデル(b)では､ア
ンテナを厚さ0の金属板としてモデリングしてい
コモンモードアンテナモデルがコモンモード放射
を表す上では元のプリント回路基板と等価である
るため､基板の厚さを考慮する必要が無い｡また､
信号線はモデルに現れていないため､△軍,△yは
グランド面の形状を表現できるだけの荒いセル分
ことを表している｡
また､この2つの解析結果と測定結果は
割で良い(図8)｡このため計算時間は圧倒的に(b)
100MHz∼800MHzにおいて概ね3dB以下の差
で一致しており､FDTD解析の精度に問題はない
と考えられる｡
の解析の方が短い｡
4結論
我々が導いた電流配分率によるコモンモードア
ンテナモデルは､ごく単純化されたモデルのみな
らず一般化されたプリント基板形状に対しても適
用できる理論であることが確認された｡このアン
二
ヰ
暮
l
γ
テナモデルの解析には通常行われている解析と同
様のFDTD法を用いたが､通常行われるような直
接的なモデリングを行う代りにコモンモードアン
10mm
図7モデル(a)BC間断面セル分割図
テナモデルの解析を行うと､より単純化されたモ
デルとなるために非常に高速な解析が可能となる｡
ヅ
◆
l
また､このような単純化を行っても計算の精度は
ズ
ほとんど劣化しないことが確認された｡
従って､この手法は実際のプリント基板設計の
ツールとして活用可能な精度と速度を確保した手
法であると言える｡
今後はより広範な問題にこの原理を適用するこ
とが可能であるか検討を行う予定である｡
参考文献
図8モデル(b)BC点付近セル分割図
[1]‖Common-mOde-Current
O
×
Calculation(Realstructure)
Calculation(Antennam)del)
by
′ノ′ノ√′′一丁′一Measl∬11℃Ⅲ【
--一寸わisenoor
diffbrence
lines
on
a
ground
generation
of
unbalance
printed
circuit
of
board
caused
transmission
narrow
with
patternn,TbtsushiWatanabe,et
aI,
IEICETrans.Commun.,Vol.E83-B,No.3,PP.
593-599,2000/3.
4
官＼Aま斡p】叫
【2】‖A
3
prediction
excitationon
Signaltrace
Watanabeフ
a
method
of
common･mOde
a
printedcircuitboardhaving
near
the
ground
edge一',Tbtsushi
Trans.Communり
et.al.,IEICE
Vol,E87-B,No.8,pp.2327-2334,2004/8.
200
400
600
800
【3】HQuantitative
evaluation
mode
from
1000
FreqllenCy【MIk】
imbalance
図9放射予測値および測定値の比較
radiation
diffbrence
of
PCB
a
model一▼,
Watanabe,etaL,Int.Sympo.EMC'04/Sendai,
Vol.1,PP.20ト204,Sendai,2004/6.
】 25-
the
common･
based
Tbtsushi
on