Comments
Description
Transcript
LTC1778 - 広動作範囲、No RSENSE降圧
製品速報 最終電気的仕様 LTC1778 広動作範囲 No RSENSE™ 降圧コントローラ 2001年1月 特長 概要 ■ LTC®1778は CPU電源用の同期整流式降圧スイッチン グ・レギュレータ・コントローラです。このコントロー ラは谷部電流制御アーキテクチャを使用しており、セン ス抵抗なしで非常に低いデューティ・サイクルを実現で きます。動作周波数は外部抵抗で選択され、VINの変化 に対して補償されます。 ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ センス抵抗不要 真の電流モード制御 200kHzで2%∼90%のデューティ・サイクル tON(MIN) ≤ 100ns セラミックCOUTで安定 デュアルNチャネルMOSFET同期ドライブ パワーグッド出力電圧モニタ 広いVIN範囲：4V∼36V ±1% 0.8Vリファレンス 電流制限を調整可能 スイッチング周波数を調整可能 プログラマブル・ソフトスタート 出力過電圧保護 短絡シャットダウン・タイマ（オプション） マイクロパワー・シャットダウン：IQ < 30µA 16ピン細型SSOPパッケージで供給 不連続モード動作により、軽負荷時に高い効率が得られ ます。強制連続制御ピンはノイズとRF干渉を減らし、 メイン出力が軽負荷のときに不連続動作をディスエーブ ルにすることによって、2次巻線の安定化を補うことが できます。 アプリケーション ■ ■ ■ ノートブックおよびパームトップ・コンピュータ、 PDA バッテリ・チャージャ 分配型電源システム 内部フォールドバック電流制限、出力過電圧コンパレー タ、およびオプションの短絡シャットダウン・タイマに より、フォールトに対して保護されています。外部タイ ミング・コンデンサを使用して、電源シーケンスのソフ トスタート機能を実現しています。レギュレータ電流制 限レベルは、ユーザがプログラムできます。広い電源電 圧範囲によって、入力4V∼36V、出力0.8V∼(0.9)VINの 動作が可能です。 、LTC、LTはリニアテクノロジー社の登録商標です。 No RSENSEはリニアテクノロジー社の商標です。 標準的応用例 RON 1.4MΩ 効率と負荷電流 ION VIN RUN/SS M1 Si4884 TG CC 500pF SW ITH RC 20k CB 0.22µF BOOST INTVCC BG PGOOD PGND + DB CMDSH-3 LTC1778 SGND L1 1.8µH + M2 Si4874 CVCC 4.7µF VIN 5V TO 28V CIN 10µF 35V VOUT ×3 2.5V COUT 10A 180µF 4V ×2 D1 B340A VIN = 5V 90 VIN = 25V 80 70 R2 30.1k VFB R1 14k 図1．高効率降圧コンバータ 100 EFFICIENCY (%) CSS 0.1µF 60 0.01 1778 F01a 1 0.1 LOAD CURRENT (A) 10 1778 F01b リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、 その使用に関する責務は一切 負いません。 また、 ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。 なお、 日本語の資料はあくまで も参考資料です。 訂正、 変更、 改版に追従していない場合があります。 最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 1 LTC1778 絶対最大定格 (Note 1) パッケージ/発注情報 入力電源電圧 (VIN, ION ) ............................. 36V∼−0.3V トップサイド・ブースト・ドライバ電源電圧 (BOOST) ............................................... 42V∼− 0.3V SW電圧 ........................................................ 36V∼− 5V EXTVCC、(BOOST−SW)、RUN/SS、 PGOOD電圧 ............................................. 7V∼−0.3V FCB、VRNG電圧 ........................ INTVCC + 0.3V∼−0.3V ITH、VFB電圧 ............................................ 2.7V∼−0.3V TG、BG、INTVCC、EXTVCCピーク電流 ................... 2A TG、BG、INTVCC、EXTVCC RMS電流 ................ 50mA 動作周囲温度範囲(Note 4) ....................... −40℃∼85℃ 接合部温度 (Note 2) .............................................. 125℃ 保存温度範囲 ......................................... −65℃∼150℃ リード温度（半田付け、10秒）............................... 300℃ ORDER PART NUMBER TOP VIEW RUN/SS 1 16 BOOST PGOOD 2 15 TG VRNG 3 14 SW FCB 4 LTC1778EGN 13 PGND ITH 5 12 BG SGND 6 11 INTVCC ION 7 10 VIN VFB 8 9 GN PART MARKING EXTVCC 1778 GN PACKAGE 16-LEAD PLASTIC SSOP TJMAX = 125°C, θJA = 130°C/ W より広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社へお問い合わせ ください。 電気的特性 ● は全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA＝25℃での値。注記がない限り、VIN = 15V。 SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS 900 15 2000 30 µA µA 0.800 0.808 V Main Control Loop IQ Input DC Supply Current Normal Shutdown Supply Current VFB Feedback Reference Voltage ITH = 1.2V (Note 3) ∆VFB(LINEREG) Feedback Voltage Line Regulation VIN = 4V to 30V, ITH = 1.2V (Note 3) ∆VFB(LOADREG) Feedback Voltage Load Regulation ITH = 0.5V to 1.9V (Note 3) gm(EA) Error Amplifier Transconductance ITH = 1.2V (Note 3) VFCB Forced Continuous Threshold IFCB Forced Continuous Pin Current VFCB = 0.8V tON On-Time ION = 30µA ION = 15µA tON(MIN) Minimum On-Time ION = 180µA 50 100 ns tOFF(MIN) Minimum Off-Time ION = 30µA 400 500 ns VSENSE(MAX) Maximum Current Sense Threshold VPGND – VSW VRNG = 1V, VFB = 0.76V VRNG = 0V, VFB = 0.76V VRNG = INTVCC, VFB = 0.76V 133 93 186 153 107 214 mV mV mV VSENSE(MIN) Minimum Current Sense Threshold VPGND – VSW VRNG = 1V, VFB = 0.84V VRNG = 0V, VFB = 0.84V VRNG = INTVCC, VFB = 0.84V ∆VFB(OV) Output Overvoltage Fault Threshold 5.5 7.5 9.5 % ∆VFB(UV) Output Undervoltage Fault Threshold 520 600 680 mV VRUN/SS(ON) RUN Pin Start Threshold 0.8 1.5 2 2 ● 0.792 0.002 – 0.05 – 0.3 % 1.4 1.7 2 mS 0.76 0.8 0.84 V –1 –2 µA 186 373 233 466 280 559 ns ns ● ● ● %/V 113 79 158 – 67 – 47 – 93 ● mV mV mV V LTC1778 電気的特性 ● は全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA＝25℃での値。注記がない限り、VIN = 15V。 SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX VRUN/SS(LE) RUN Pin Latchoff Enable Threshold VRUN/SS(LT) RUN Pin Latchoff Threshold RUN/SS Pin Rising 4 4.5 RUN/SS Pin Falling 3.5 IRUN/SS(C) Soft-Start Charge Current IRUN/SS(D) Soft-Start Discharge Current UVLO Undervoltage Lockout Measured at VIN Pin TG RUP TG Driver Pull-Up On Resistance TG High TG RDOWN TG Driver Pull-Down On Resistance BG RUP BG Driver Pull-Up On Resistance BG RDOWN – 0.5 0.8 ● UNITS V V –3 µA 1.8 3 µA 3.4 3.9 V – 1.2 2 Ω TG Low 2 Ω BG High 3 Ω BG Driver Pull-Down On Resistance BG Low 1 Ω TG tr TG Rise Time CLOAD = 3300pF 20 100 ns TG tf TG Fall Time CLOAD = 3300pF 20 100 ns BG tr BG Rise Time CLOAD = 3300pF 20 100 ns BG tf BG Fall Time CLOAD = 3300pF 20 100 ns 5 5.3 V – 0.1 –2 % Internal VCC Regulator VINTVCC Internal VCC Voltage 6V < VIN < 30V, VEXTVCC = 4V ∆VLDO(LOADREG) Internal VCC Load Regulation ICC = 0mA to 20mA, VEXTVCC = 4V VEXTVCC EXTVCC Switchover Voltage ICC = 20mA, VEXTVCC Rising ∆VEXTVCC EXTVCC Switch Drop Voltage ICC = 20mA, VEXTVCC = 5V ∆VEXTVCC(HYS) EXTVCC Switchover Hysteresis ● 4.7 ● 4.5 4.7 150 V 300 200 mV mV PGOOD Output ∆VFBH PGOOD Upper Threshold ∆VFBL ∆VFB(HYS) VPGL VFB Rising 5.5 7.5 9.5 % PGOOD Lower Threshold VFB Falling – 5.5 – 7.5 – 9.5 % PGOOD Hysteresis VFB Returning 1 2 % PGOOD Low Voltage IPGOOD = 5mA 0.15 0.4 V Note 1: 絶対最大定格はそれを超えるとデバイスの寿命に影響を及ぼす値。 Note 2: TJは周囲温度TAと消費電力PDから、次式で計算される。 LTC1778EGN: TJ = TA + (PD・130℃/W) Note 3: LTC1778は、誤差アンプの出力が規定された電圧（ITH）になるようにVFB を調節する帰還ループでテストされている。 Note 4: LTC1778Eは、0℃∼70℃の温度範囲で性能仕様に適合することが保証 されている。−40℃∼85℃の動作温度範囲での仕様は設計、特性評価および統 計学的なプロセス・コントロールとの相関で保証されている。 3 LTC1778 標準性能特性 過渡応答 （不連続モード） 過渡応答 VOUT 50mV/DIV VOUT 50mV/DIV IL 5A/DIV IL 5A/DIV LOAD STEP 0A TO 10A VIN = 15V VOUT = 2.5V FCB = 0V FIGURE 6 CIRCUIT 4 20µs/DIV 1778 G01 LOAD STEP 1A TO 10A VIN = 15V VOUT = 2.5V FCB = INTVCC FIGURE 6 CIRCUIT 20µs/DIV 1778 G02 LTC1778 ピン機能 RUN/SS（ピン1）：実行制御およびソフトスタートの入 力。このピンに接続したコンデンサにより、フル出力電 流までのランプ時間（約3秒/µF）および過電流ラッチオフ の遅延時間が設定されます（アプリケーション情報を参 照）。このピンを0.8Vより低い電圧に強制すると、デバ イスがシャットダウンします。 EXTVCC（ピン9）：外部VCC入力。EXTVCCが4.7Vを超す と、コントローラとゲート・ドライブがEXTVCCから電 力 供 給 を 受 け る よ う に 、 内部スイッチがこのピンを INTVCCへ接続し、内部レギュレータをシャットダウンし ます。このピンは7Vを超さないようにし、EXTVCC < VIN とします。 PGOOD（ピン2）：パワーグッド出力。オープン・ドレ インのロジック出力で、出力電圧がレギュレーション・ ポイントの±7.5%以内にないと、グランドへプルダウ ンされます。 VIN（ピン10）：主入力電源。このピンはRCフィルタ （1Ω、 0.1µF）を使ってPGNDへデカップリングします。 VRNG（ピン3）：センス電圧範囲入力。このピンの電圧 は 、 最 大 出 力 電 流 で の 公 称 セ ン ス 電 圧 の 10倍 で 、 INTVCCからの抵抗分割器により0.5V∼2Vに設定するこ とができます。公称センス電圧はこのピンがグランドへ 接続されているとデフォルトで70mVに、INTVCCへ接続 されていると140mVになります。 FCB（ピン4）：強制連続入力。軽負荷時に連続同期動作 を強制するにはこのピンをグランドへ接続し、軽負荷時 に不連続モードの動作をイネーブルするにはINTVCCへ 接続します。あるいは、2次巻線を使用するときは2次出 力の抵抗分割器へ接続します。 ITH（ピン5）：電流制御スレッショルドおよび誤差アンプ の補償点。電流コンパレータのスレッショルドはこの制 御電圧にしたがって増加します。電圧範囲は0V∼2.4V で、0.8Vがゼロ・センス電圧（ゼロ電流）に対応します。 SGND（ピン6）：信号グランド。すべての小信号部品と 補償用部品はこのグランドへ接続し、このグランド自身 はPGNDへ一点接続します。 ION（ピン7）：オン時間電流入力。VINからこのピンへ抵 抗を接続してワンショット・タイマ電流を設定し、それ によってスイッチング周波数を設定します。 INTVCC（ピン11）：内部5Vレギュレータの出力。ドライ バおよび制御回路はこの電圧から電力供給を受けます。 最小4.7µFの低ESRタンタル・コンデンサあるいはセラ ミック・コンデンサを使って、このピンを電源グランド にデカップリングします。 BG（ピン12）：ボトム・ゲート・ドライブ。グランドと INTVCCのあいだで、ボトムNチャネルMOSFETのゲート をドライブします。 PGND（ピン13）：電源グランド。このピンを、ボトム ＮチャネルMOSFETのソース、CVCCの（−）端子、および CINの（−）端子へ接続します。 SW（ピン14）：スイッチ・ノード。ブートストラップ・ コンデンサCBの（−）端子をここに接続します。このピ ンは、グランドよりダイオードの電圧降下分だけ低い電 圧からVINまでの振幅でスイングします。 TG（ピン15）：トップ・ゲート・ドライブ。スイッチ・ ノード電圧SWへ重ね合わせたINTVCCに等しい電圧振幅 でトップNチャネルMOSFETをドライブします。 BOOST（ピン16）：ブースト・フローティング・ドライ バ電源。ブートストラップ・コンデンサCBの（＋）端子 をここに接続します。このピンは、INTVCCよりダイ オードの電圧降下分だけ低い電圧からVIN + INTVCCまで の振幅でスイングします。 VFB（ピン8）：誤差アンプの帰還入力。このピンは、誤 差アンプの入力を、VOUTに接続された外部抵抗分割器 に接続します。 5 LTC1778 機能図 RON VIN 7 ION 4 FCB 10 VIN 9 EXTVCC + 4.7V CIN + 1µA – 0.8V REF 0.8V 5V REG + – F tON = 16 0.7V (10pF) IION R S TG Q FCNT 14 L1 SWITCH LOGIC IREV VOUT DB – – M1 SW + ICMP CB 15 ON 20k + BOOST INTVCC 11 SHDN 1.4V BG OV 12 + COUT CVCC M2 VRNG PGND 3 × 13 PGOOD 0.7V 2 3.3µA R2 1 240k + 1V Q2 Q4 UV – Q6 ITHB 0.76V VFB 8 Q3 Q1 R1 + Q5 SGND 6 OV + – – 0.8V – ×4 SS + 1.2µA EA + – 6V – + 0.6V 0.8V 0.84V RUN SHDN 5 ITH RC CC1 0.6V 1 RUN/SS CSS 1778 FD 6 LTC1778 動作 主制御ループ LTC1778はDC/DC降圧コンバータ用の電流モード・コン トローラです。通常動作では、トップMOSFET はワン ショット・タイマOSTによって定まる一定の期間ターン オンします。トップMOSFETがターンオフすると、ボト ムMOSFETがターンオンし、このターンオン状態は電流 コンパレータICMPがトリップしてワンショット・タイマ が再始動して次のサイクルが開始されるまで続きます。 インダクタ電流は、ボトムMOSFETのオン抵抗を使っ て、PGNDピンとSWピン間の電圧をセンスすることに より決定されます。ITHピンの電圧により、インダクタ の谷部電流に対応したコンパレータ・スレッショルドが 設定されます。誤差アンプEAは、出力電圧からの帰還 信号VFBを内部の0.8Vリファレンスと比較することに よってこのITHピンの電圧を調節します。負荷電流が増 加すると、リファレンスに比べて帰還電圧が低下しま す。そのため、ITH電圧は平均インダクタ電流が再び負 荷電流に等しくなるまで上昇します。 低負荷電流では、インダクタ電流はゼロに低下し、負に なることがあります。これは電流反転コンパレータIREV によって検出され、IREVはM2をシャットオフし、不連 続動作に入ります。両方のスイッチはオフ状態に保た れ、ITH電圧がゼロ電流レベル（0.8V）を超えて新しいサ イクルが開始されるまで、出力コンデンサが負荷電流を 供給します。FCBピンを0.8Vより低い電圧にすると、不 連続モード動作はコンパレータFによってディスエーブ ルされ、連続同期動作になります。 動作周波数は、レギュレーションを維持するのに必要な トップMOSFETのオン時間およびデューティ・サイクル によって事実上決まります。ワンショット・タイマは、 理想的なデューティ・サイクルに比例したオン時間を発 生して、VINが変化しても周波数をほぼ一定に保ちま す。公称周波数は外部抵抗RONで調節することができま す。 過電圧コンパレータOVと低電圧コンパレータUVは、出 力帰還電圧がレギュレーション・ポイントの両側± 7.5%のウィンドウを外れると、PGOOD出力を"L"へ引き 下げます。さらに、過電圧状態でM1はターンオフし、 M2はターンオンして過電圧状態がなくなるまでオン状 態を保ちます。 出力がグランドに短絡すると、フォールドバック電流制 限が作動します。VFBが低下すると、バッファされた電 流スレッショルド電圧ITHBが、Q4とQ6によって設定さ れた1VレベルへクランプQ3によって引き下げられま す。このため、VFBが0Vに近づくと、インダクタの谷部 電流レベルはその最大値の1/6へ低下します。 RUN/SSピ ン を "L"へ 引 き 下 げ る と 、 コ ン ト ロ ー ラ を シャットダウン状態にして、M1とM2の両方をターンオ フします。ピンを解放すると、内部の1.2µA電流源が外 部のソフトスタート・コンデンサCSSを充電することが できます。この電圧が1.5Vに達すると、コントローラが ターンオンしてスイッチングを開始しますが、ITH電圧 はRUN/SS電圧よりも約0.6V低い電圧へクランプされま す。CSSが充電され続けると、ソフトスタートの電流制 限は解除されます。 INTVCC /EXTVCC電源 トップとボトムのMOSFETドライバおよび大部分の内部 制御回路への電力はINTVCCピンから得られます。トッ プMOSFETドライバはフローティング・ブートストラッ プ・コンデンサCBから電力供給を受けます。このコン デンサは、トップMOSFETがターンオフしているとき、 外部ショットキ・ダイオードDBを通して、INTVCCから 再度充電されます。EXTVCCピンが接地されていると、 内部の5V低損失レギュレータがVINからINTVCC電力を供 給します。EXTVCCが4.7Vを超えると、内部レギュレー タがターンオフし、内部スイッチがEXTVCCをINTVCCへ 接続します。これにより、外部5V電源あるいはコン バータの2次出力のようなEXTVCCへ接続されている高 効率ソースからINTVCC電力を供給することができま す。ゲート・ドライブを強化するために、7Vまでの電 圧をEXTVCCへ印加することができます。入力電圧が低 くてINTVCCが 3.5Vより低くなった場合には、電源ス イッチがターンオンするのを低電圧ロックアウト回路が 防ぎます。 7 LTC1778 アプリケーション情報 基本的なLTC1778のアプリケーション回路を図1に示し ます。外部部品の選択は主に最大負荷電流によって決ま るので、センス抵抗とパワーMOSFETスイッチの選択か ら始めます。LTC1778は同期式パワーMOSFETのオン抵 抗を使ってインダクタ電流を決めます。主に所要のリッ プル電流量と動作周波数によってインダクタ値が決まり ます。最後に、コンバータへの大きなRMS電流を扱う 能力に対してCINを選択し、出力リップルおよび過渡仕 様を満足する十分低いESRのCOUTを選択します。 最大センス電圧とVRNGピン インダクタ電流はPGNDピンとSWピンの間に現れるセ ンス抵抗両端の電圧を測定して決定されます。最大セン ス電圧はVRNGピンに印加される電圧によって設定さ れ、 (0.133)VRNGにほぼ等しくなります。電流モード制 御ループにより、インダクタ電流の谷部が(0.133)VRNG / RSENSEを超えることはありません。実際には、LTC1778 および外部部品の値のバラツキに対していくらか余裕を もたせ、次の目安にしたがってセンス抵抗を選択しま す。 RDS(ON)(MAX) = RSENSE ρT ρTの項は正規化係数（25℃で1）で、温度によるオン抵抗 の大きな変化を表し、図2に示すように通常0.4%/℃で す。100℃の最大接合部温度の場合、ρT = 1.3の値を使う のが妥当です。 VRNG 10 • IOUT(MAX) INTVCCに接続された外部抵抗分割器を使って、VRNGピ ンの電圧を0.5V∼2Vに設定し、公称センス電圧を50mV ∼200mVにすることができます。さらに、VRNGピンを SGNDあるいはINTVCCへ接続することができます。この 場合、公称センス電圧はデフォルトとしてそれぞれ 70mVあるいは140mVになります。最大許容センス電圧 はこの公称値の約1.33倍です。 パワーMOSFETの選択 LTC1778には外部Nチャネル・パワーMOSFETが2個必 要です。トップ（主）スイッチに1個、ボトム（同期）ス イッチに1個です。パワーMOSFETの重要なパラメータ は、ブレークダウン電圧V(BR)DSS、スレッショルド電圧 V(GS)TH、オン抵抗RDS(ON)、逆伝達容量CRSSおよび最大電 流IDS(Max)です。 8 ボトムMOSFETが電流センス素子として使われる場合、 そのオン抵抗に対して特に注意を払う必要があります。 MOSFETのオン抵抗は普通25℃での最大値RDS(ON)(MAX) で規定されています。この場合、温度によるMOSFETの オン抵抗の増加に対応するため、さらに余裕が必要で す。 2.0 ρT NORMALIZED ON-RESISTANCE RSENSE = ゲート・ドライブ電圧は5V INTVCC電源によって設定さ れます。したがって、LTC1778のアプリケーションには ロジック・レベル・スレッショルドのMOSFETを使う必 要があります。入力電圧が5Vより低くなると予想され る場合、ロジック・レベルよりも低いスレッショルドの MOSFETを考慮する必要があります。 1.5 1.0 0.5 0 – 50 50 100 0 JUNCTION TEMPERATURE (°C) 150 1778 F02 図2．RDS(ON)と温度 LTC1778 アプリケーション情報 トップとボトムのMOSFETによって消費される電力は、 それぞれのデューティ・サイクルと負荷電流に強く依存 します。LTC1778が連続モードで動作しているとき、 MOSFETのデューティ・サイクルは次式で表されます。 るオン時間が得られます。このため、降圧コンバータの 場合、入力電源が変化してもほぼ一定の周波数動作にな ります。 f= VOUT VIN VIN – VOUT = VIN DTOP = DBOT その結果、最大出力電流でMOSFETが消費する電力は次 式で表されます。 PTOP = DTOP IOUT(MAX)2 ρT(TOP) RDS(ON)(MAX) VOUT [HZ ] (0.7V) RON (10pF ) IONピンの電圧は約0.7Vなので、このピンへ流れ込む電 流は、（とくに入力電圧が低いアプリケーションでは） VINに正確に反比例することはありません。この誤差を 補正するため、IONピンから5V INTVCC電源へ追加抵抗 RON2を接続すると、周波数がさらに安定します。 RON2 = 5V RON 0.7 V + k VIN2 IOUT(MAX) CRSS f PBOT = DBOT IOUT(MAX)2 ρT(BOT) RDS(ON)(MAX) 両方のMOSFETはI2R損失を生じ、トップMOSFETには 遷移損失の追加項が含まれます。この損失は高い入力電 圧で最大になります。定数k = 1.7A–1を使って遷移損失を 推算することができます。ボトムMOSFETの損失は、短 絡時あるいは高入力電圧で、ボトム・デューティ・サイ クルが100%に近いときに最大になります。 動作周波数 動作周波数の選択には、効率と部品サイズの間のトレー ドオフが必要です。低周波数動作はMOSFETのスイッチ ング損失を減らして効率を上げますが、出力リップル電 圧を低く押さえるには、大きなインダクタンスや容量を 必要とします。 LTC1778のアプリケーションの動作周波数は、トップ MOSFETスイッチのオン時間tONを制御するワンショッ ト・タイマによって事実上決定されます。オン時間は、 次式にしたがって、IONピンへ流れ込む電流によって設 定されます。 tON = インダクタの選択 所要の入力電圧と出力電圧が与えられると、インダクタ 値と動作周波数によってリップル電流が決まります。 V V ∆IL = OUT 1 − OUT VIN f L リップル電流が小さいと、インダクタのコア損失、出力 コンデンサのESR損失、さらに出力電圧リップルが減少 します。周波数が低くリップル電流が小さいと高効率動 作が実現されます。ただし、これを達成するには大きな インダクタが必要です。部品サイズ、効率、および動作 周波数の間にはトレードオフが必要です。 妥当な出発点として、IOUT(MAX)の約40%のリップル電流 を選択します。最大VINで最大リップル電流が発生しま す。リップル電流が規定された最大値を超えないように するには、次式にしたがってインダクタンスを選択しま す。 VOUT VOUT L= 1− f ∆IL(MAX) VIN(MAX) (0.7V) (10pF ) IION 抵抗RONをVINからIONピンへ接続すると、VINに反比例す 9 LTC1778 アプリケーション情報 Lの値が求まったら、インダクタのタイプを選択しま す。高効率コンバータは低価格の鉄粉コアに見られるコ ア損失は一般に許容できないので、もっと高価なフェラ イト、モリパーマロイ、あるいはKool Mµ®のコアを使わ ざるをえません。高電流、低電圧アプリケーション用に 設計された多種のインダクタが、スミダ電機、パナソ ニック、Coiltronics、Coilcraft、Tokoなどのメーカーか ら入手できます。 ショットキ・ダイオードD1の選択 図 1に 示 す シ ョ ッ ト キ ・ ダ イ オ ー ド D1は 、 パ ワ ー MOSFETスイッチが導通する間隙にできるデッドタイム に導通します。これは、ボトムMOSFETのボディー・ダ イオードがデッドタイムにターンオンして電荷を蓄積す るのを防ぐことを意図しています。この電荷蓄積はわず かな（約1%）の効率低下を引き起こす可能性がありま す。このダイオードはデューティ・サイクルの小部分で だけオンしますから、全負荷電流の1/2から1/5の定格で かまいません。このダイオードが効果を発揮するには、 このダイオードとボトムMOSFETのあいだのインダクタ ンスをできるだけ小さくしなければならず、したがっ て、これらの部品は近接して配置する必要があります。 効率低下が許容できれば、このダイオードは省くことが できます。 CINとCOUTの選択 入力コンデンサCINは、トップMOSFETのドレインのと ころで方形波電流をフィルタするのに必要です。最大 RMS電流を扱えるサイズの低ESRコンデンサを使いま す。 IRMS ≅ IOUT(MAX) VOUT VIN VIN –1 VOUT この式はVIN = 2VOUTで最大値をとります。ここで、IRMS = IOUT(MAX) /2です。この簡単な最悪条件は、大きく外れ てもたいして緩和されないので、一般に使われていま す。コンデンサ製造元の規定するリップル電流定格は多 くの場合2000時間だけの寿命試験に基づいているので、 コンデンサをさらにディレーティングすることを推奨し ます。 COUTの選択は、電圧リップルおよび負荷ステップに対 する過渡応答を小さくするために必要なESRによって主 に決まります。出力リップル∆VOUTは、ほぼ次式のよう に限定されます。 Kool MµはMagnetics, Inc.の登録商標です。 10 1 ∆VOUT ≤ ∆IL ESR + 8 fCOUT ΔILは入力電圧とともに増加するので、最大入力電圧の とき出力リップルは最大になります。通常、ESRの必要 条件が満たされると、その容量はフィルタリングに関し て妥当であり、必要なRMS電流定格をもっています。 ESRおよびRMS電流処理の必要条件を満たすには、並列 に配置した複数のコンデンサが必要になることがありま す。乾式タンタル、特殊ポリマ、アルミ電解、およびセ ラミックの各コンデンサはすべて表面実装パッケージで 入手できます。特殊ポリマ・コンデンサはESRが非常に 低いのですが、他のタイプに比べて容量密度が低くなり ます。タンタル・コンデンサは最高の容量密度をもって いますが、スイッチング電源に使うためにサージテスト されているタイプだけを使うことが重要です。アルミ電 解コンデンサははるかに高いESRをもっていますが、 リップル電流定格および長期信頼性に対して配慮すれ ば、コスト要求の厳しいアプリケーションに使うことが できます。セラミック・コンデンサは優れたESR特性を もっていますが、高い電圧係数と可聴圧電効果をもって いることがあります。寄生インダクタンスをともなった セラミック・コンデンサはQが高く、大きなリンギング を引き起こすことがあります。入力コンデンサとして使 うときは、突入電流とスイッチングによるリンギングが 電源スイッチとコントローラに対する過電圧の危険を生 じないように注意を払う必要があります。入力電圧の過 渡現象を減衰するには、ESRが0.5Ω∼2Ωの範囲の、 5µF∼50µFの小型アルミ電解コンデンサを追加します。 高性能スルーホール・コンデンサも使うことができます が、そのリード・インダクタンスの効果を押さえるた め、セラミック・コンデンサを並列に追加することを推 奨します。 トップMOSFETドライバの電源（CB、DB） BOOSTピンに接続した外部ブートストラップ・コンデ ンサCBは、トップ側のMOSFETのゲート・ドライブ電 圧を供給します。このコンデンサは、スイッチ・ノード が"L"のとき、INTVCCからダイオードDBを通して充電さ れます。トップMOSFETがターンオンすると、スイッ チ・ノードはVINまで上昇し、BOOSTピンはおよそVIN + INTVCCまで上昇します。ブースト・コンデンサはトッ プMOSFETが必要とするゲート電荷の約100倍の電荷を 蓄積する必要があります。ほとんどのアプリケーション では、0.1µF∼0.47µFの、X5RあるいはX7Rの誘電体コン デンサが適しています。 LTC1778 アプリケーション情報 不連続動作とFCBピン フォールト条件：電流制限とフォールドバック FCBピンは、インダクタ内で電流が反転するときボトム MOSFETがオン状態に留まるかどうかを決定します。こ のピンを0.8Vのスレッショルドよりも高い電圧へ接続す ると、不連続動作がイネーブルされ、その場合、インダ クタ電流が反転するとボトムMOSFETはターンオフしま す。電流が反転して不連続動作が始まる負荷電流の値は インダクタ・リップル電流に依存し、VINの変化ととも に変化します。FCBピンを0.8Vのスレッショルドよりも 低い電圧に接続すると、連続同期動作を強制し、軽負荷 で電流が反転するのを許し、高周波数動作を維持しま す。 電流モード・コントローラの最大インダクタ電流は最大 センス電圧によって本質的に制限されます。LTC1778で は、最大センス電圧はVRNGピンの電圧によって制御さ れます。谷部電流のコントロールでは、最大センス電圧 およびセンス抵抗が最大許容インダクタ谷部電流を決定 します。対応する出力電流制限は次式のとおりです。 ロジック入力を与えて連続動作を強制するだけでなく、 FCBピンは、1次側が不連続モードで動作していると き、フライバック巻線出力を維持する手段を与えます。 2次出力VOUT2は、図3に示すように、通常、変圧器の巻 数比Nによって設定されます。ただし、1次負荷電流が 軽いため、コントローラが不連続モードに入ってスイッ チングを停止すると、VOUT2は低下します。VOUT2から FCBピ ン へ 接 続 さ れ た 外 部 抵 抗 分 割 器 は 最 小 電 圧 VOUT2(MIN)を設定します。この最小電圧より低い電圧で は、VOUT2がその最小値を超すまで連続動作が強制され ます。 R4 VOUT 2(MIN) = 0.8V 1 + R3 + CIN 1N4148 OPTIONAL EXTVCC CONNECTION 5V < VSEC < 7V TG • + LTC1778 EXTVCC SW R4 T1 1:N FCB R3 • + VSNS(MAX) RDS(ON) 1 + ∆IL ρT 2 ILIMIT(MIN) >IOUT(MAX) を 満 た す よ う に 、 電 流 制 限 値 を チェックする必要があります。電流制限の最小値は一般 に（コンバータの電力損失が最大になる条件である）最高 周 囲 温 度 で 最 大 V INの と き 生 じ ま す 。 仮 定 さ れ た MOSFET接合部温度と、それに基づくMOSFETスイッチ に熱を発生させるILIMIT値のあいだに自己矛盾がないか チェックすることが重要です。 MOSFETのRDS(ON)に基づいて電流制限を設定するときは 注意が必要です。最大電流制限は最小MOSFETオン抵抗 によって決まります。データシートでは普通RDS(ON)の公 称値と最大値を規定していますが、最小値は規定してい ません。最小RDS(ON)は、最大値が標準値を超えている分 だけ標準値より下にあると仮定するのが妥当でしょう。 さらにガイドラインが必要ならMOSFETの製造元へ問い 合わせてください。 グランドへの短絡が発生したとき電流をさらに制限する ため、LTC1778にはフォールドバック電流制限機能が含 まれています。出力が25%以上低下すると、最大センス 電圧はその最大値の約1/6へ次第に低下します。 VIN VIN ILIMIT = VOUT2 CSEC 1µF VOUT1 COUT BG SGND PGND 1778 F03 図3．2次出力ループとEXTVCC接続 11 LTC1778 アプリケーション情報 最小オフ時間とドロップアウト動作 最小オフ時間tOFF(MIN)は、LTC1778がボトムMOSFETを ターンオンし、電流コンパレータをトリップしてこの MOSFETを再度ターンオフすることができる最小時間で す。この時間は普通約350nsです。最小オフ時間の制約 により、最大デューティ・サイクルはtON/(tON + tOFF(MIN) ) に制限されます。たとえば入力電圧が低下したために最 大デューティ・サイクルに達すると、出力はレギュレー ション状態から外れてしまうでしょう。ドロップアウト を避けるための最小入力電圧は次のとおりです。 VIN(MIN) = VOUT tON + tOFF(MIN) tON INTVCCレギュレータ 内部Pチャネル低損失レギュレータは、LTC1778内のド ライバと内部回路に電力を供給する5V電源を形成しま す。INTVCCピンは50mA RMSまで供給することができ、 最小4.7µFのタンタル・コンデンサあるいは他の低ESR コンデンサを使ってグランドへバイパスする必要があり ます。MOSFETゲート・ドライバが必要とする大きな過 渡電流を供給するには、十分なバイパスが必要です。大 きなMOSFETを使った、高入力電圧、高動作周波数のア プリケーションは、LTC1778の最大接合部温度定格ある い は RMS電 流 定 格 を 超 す お そ れ が あ り ま す 。 外 部 EXTVCCソースが使われないかぎり、電源電流の大部分 はMOSFETのゲートをドライブします。連続モード動作 では、この電流はIGATECHG = f(Qg(TOP) + Qg(BOT))です。接合部 温度は電気的特性のNote 2で与えられている式から推定 す る こ と が で き ま す 。 た と え ば 、 30Vの 電 源 で は 、 LTC1778CGNは14mAより低く制限されています。 4.7Vよ り も 高 い と き は 常 に 内 部 5Vレ ギ ュ レ ー タ は シャットオフし、内部の50mAのPチャネル・スイッチが EXTVCCピ ン を INTVCCへ 接 続 し ま す 。 EXTVCCピ ン が 4.5Vより低くなるまで、INTVCC電力はEXTVCCから供給 されます。7Vを超す電圧をEXTVCCへ印加しないで下さ い。EXTVCC ≤ VINとなるようにしてください。EXTVCC の可能な接続方法を次のリストにまとめておきます。 1. EXTVCCはグランドに接続してある。INTVCCは常に内 部5Vレギュレータから電力を供給される。 2. EXTVCCは外部電源に接続されている。MOSFETゲー ト・ドライブの必要条件を満たす（標準5V）高効率電源 により、全体の効率を上げることができる。 3. EXTVCCは出力から得られるブースト・ネットワーク へ接続されている。低電圧の出力は、チャージポンプや フライバック巻線を使って4.7Vより高い電圧へ昇圧する ことができる。昇圧された出力電源が利用可能になるま で、システムは内部リニア・レギュレータを使って起動 する。 外部ゲート・ドライブ・バッファ LTC1778のドライバは、50mAのRMS電流で、MOSFET スイッチを約30nCまでドライブするのに適していま す。もっと大きなMOSFETスイッチを使ったアプリケー ション、あるいはもっと大きなRMS電流を必要とする 周波数で動作するアプリケーションでは、LTC1693のよ うな外部ゲート・ドライブ・バッファを使うと効果的で す。かわりに、図4に示す外部バッファ回路を使うこと もできます。バイポーラ・デバイスはMOSFETゲートの 信号振幅を減らし、約6Vに増加したEXTVCC電圧を有効 に利用できることに注目してください。 TJ = 70°C + (14mA)(30V)(130°C/W) = 125°C INTVCC BOOST もっと大きな電流の場合、EXTVCCピンを使った外部電 源の使用を検討してください。 10Ω TG EXTVCCの接続 EXTVCCピンを使って、通常動作時に出力あるいは別の 外部ソースからMOSFETゲート・ドライブとコントロー ルへ電力を供給することができます。EXTVCCピンが 12 Q1 FMMT619 GATE OF M1 Q2 FMMT720 SW 10Ω BG Q3 FMMT619 GATE OF M2 Q4 FMMT720 PGND 図4．オプションの外部ゲート・ドライバ 1778 F04 LTC1778 アプリケーション情報 RUN/SSピンを使ったソフトスタートおよびラッチオフ RUN/SSピンは、ソフトスタート用タイマおよび過電流 ラッチオフだけでなく、LTC1778をシャットダウンする 手段を与えます。RUN/SSピンを0.8Vより低い電圧に引 き下げると、LTC1778を低消費電流（IQ<30µA）のシャッ トダウン状態にします。このピンを解放すると、内部の 1.2µA電流源が外部のタイミング・コンデンサCSSを充電 することができます。RUN/SSを完全にグランドまで引 き下げると、起動するまでの遅延がおよそ次のようにな ります。 tDELAY = ( ) 1.5V CSS = 1.3s/µF CSS 1.2µA RUN/SSの電圧が1.5Vに達すると、ITHが約0.9Vにクラン プされた状態で、LTC1778は動作を開始します。RUN/ SS電圧が3Vまで上昇するにつれ、ITHに対するクランプ はその2.4Vの全範囲が利用できるまで上昇します。これ にはさらに1.3s/µFの時間がかかり、その間、出力が最終 値の75%に達するまで負荷電流はフォールドバックされ ます。このピンは図5に示すようにロジックでドライブ することができます。ダイオードD1は、ソフトスター ト機能のためにCSSをゆっくり充電できるようにすると ともに、起動遅延を短くします。 CSS > COUT VOUT RSENSE (10 – 4 [F/V s]) 一般に0.1µFあれは十分過ぎるほどです。 過電流ラッチオフ動作は常に必要なわけではなく、望ま しいわけでもありません。負荷電流は短絡時に電流 フォールドバック回路によって既に制限されており、 ラッチオフ動作はトラブルシューティング時に邪魔にな ることがあります。この機能は、5µAを超すプルアップ 電流をRUN/SSピンに追加することによって無効にする ことができます。追加電流によってフォールト時にCSS の放電を防ぎ、さらにソフトスタート時間を短縮しま す。図5aに示すように、VINに抵抗を使うのは簡単です が、シャットダウン電流がいくらか増加します。図5bに 示すように、INTVCCに抵抗を使うと追加のシャットダ ウン電流は除かれますが、CSSを分離するのにダイオー ドが必要です。どんなプルアップ・ネットワークであ れ、RUN/SSを（ラッチオフ回路を有効にする）4.5Vの最 大スレッショルドよりも高い電圧へ引き上げることがで き、4µAの最大放電電流に打ち克つことができなければ なりません。 INTVCC 3.3V OR 5V D1 コントローラが起動し、外部コンデンサが充電されるの に十分な時間が経過した後、CSSは短絡タイマとして使 われます。RUN/SSピンが4Vを超えるまで充電された 後、出力電圧が安定化電圧の75%より低いところまで低 下すると、短絡が発生したとみなされます。すると、 1.8µAの電流でCSSを放電し始めます。RUN/SSピンが 3.5Vまで低下するまでフォルト状態が続くと、コント ローラは両方のパワーMOSFETをターンオフし、コン バータを永続的にシャットダウンします。動作を再開す るには、RUN/SSピンをアクティブにグランド電位まで 引き下げる必要があります。 ソフトスタート・タイミング・コンデンサCSSが4Vのス レッショルドに達するまでに出力が安定化することを保 証するのに十分なだけCSSが大きいことが、過電流保護 タイマにとって必要です。これは一般に出力コンデン サ、出力電圧、および負荷電流特性に依存します。最小 ソフトスタート・コンデンサは次式から推算できます。 RSS* VIN RUN/SS RSS* D2* RUN/SS 2N7002 CSS CSS 3711 F06 *過電流ラッチオフを無効にする ためのオプション (5a) (5b) 図5．ラッチオフを無効にしたときのRUN/SSピンの インタフェース 効率の検討 スイッチング・レギュレータのパーセント効率は、出力 電力を入力電力で割って100%を掛けたものに等しくな ります。何が効率を制限しており、どこを変えれば最も 大きな改善が得られるかを判断するのに、個々の損失を 分析すると役立つことがよくあります。回路内の電力を 消費するすべての要素で損失が生じますが、LTC1778の 回路の損失の大部分は4つの主な損失要因によって生じ ます。 13 LTC1778 アプリケーション情報 1. DC I2R損失。これは、MOSFET、インダクタ、および PCボードのトレースの各抵抗成分から生じ、大きな出 力電流で効率を低下させます。連続モードでは、平均出 力 電 流 は Lを 流 れ ま す が 、 ト ッ プ MOSFETと ボ ト ム MOSFETのあいだでチョップされます。2つのMOSFET のRDS(ON) がほぼ同じであれば、単純に一方のMOSFET の抵抗をLの抵抗およびボード・トレースの抵抗と加算 してDC I2R損失を求めることができます。たとえば、 RDS(ON) =0.01Ωであり、RL=0.005Ωであれば、出力電流 が1Aから10Aまで変化するとき、損失は15mWから1.5W の範囲で変化します。 2. 遷移損失。この損失はスイッチ・ノードが遷移する 間、トップMOSFETが飽和領域に留まる短い時間から生 じます。これは、他の要因とともに、入力電圧、負荷電 流、ドライバ強度、およびMOSFET容量に依存します。 20Vを超す入力電圧ではこの損失が大きくなり、次式か ら推算できます。 遷移損失 ≅ (1.7A–1) VIN2 IOUT CRSS f 3. INTVCC電流。これはMOSFETドライバ電流と制御電 流の和です。この損失は、出力から得られるブースト・ ネットワークあるいは（利用可能であれば）代替電源のよ うな高効率ソースから、EXTVCCを通してINTVCC電流を 供給することにより減少させることができます。 4. CIN損失。入力コンデンサはレギュレータへ流れる大 きなRMS入力電流をフィルタするという大変な役目を 担っています。AC I2R損失を最小にするためにこのコン デンサはESRが非常に低くなければならず、RMS電流が 上流でヒューズや電池内の追加損失を生じさせないよう に十分な容量を必要とします。 COUTのESR損失、デッドタイムの間のショットキ・ダイ オードD1の導通損失、およびインダクタのコア損失な どの他の損失は一般に追加損失の2%未満です。 過渡応答のチェック レギュレータのループ応答は負荷過渡応答を見てチェッ クすることができます。スイッチング・レギュレータは 負荷電流のステップに対して応答するのに数サイクルを 要します。負荷にステップが生じると、VOUTが直ちに ΔILOAD (ESR)に等しい量だけシフトします。ここで、 ESRはCOUTの等価直列抵抗です。ΔILOADはさらにCOUT の充電あるいは放電を開始し、レギュレータがVOUTを その定常値へ戻すために使う帰還誤差信号を発生しま す。この回復時間の間、安定性に問題があることを示す オーバシュートやリンギングがないかVOUTをモニタす ることができます。図6に示すITHピンの外部部品によ り、大部分のアプリケーションに対して適切な補償が実 現されます。スイッチング制御ループ理論の詳細につい ては、アプリケーションノート76を参照してください。 設計例 設計例として、VIN= 7V∼28V(公称15V)、VOUT=2.5V± 5%、IOUT(MAX) = 10A、f = 250kHzの仕様の電源をとりま す。最初に、VON = VOUTでタイミング抵抗を計算しま す。 RON = 14 = 1.42MΩ 次に、最大VINで約40%のリップル電流になるようにイ ンダクタを選択します。 L= ( 2.5V 1− = 2.3µH 28V 250kHz 0.4 10A 2.5V )( )( ) 1.8µHの標準値を選択すると、最大リップル電流は次の ようになります。 ∆IL = 効率を改善するための調整を行うとき、入力電流は効率 の変化の最良の指標です。変更を加えて入力電流が減少 すれば、効率は向上しています。入力電流に変化がなけ れば、効率にも変化がありません。 2.5V (0.7V)(250kHz)(10pF ) ( 2.5V 1– = 5.1A 28V 250kHz 1.8µH 2.5V )( ) LTC1778 アプリケーション情報 次 に 、 同 期 MOSFETス イ ッ チ を 選 択 し ま す 。 Si4874 (RDS(ON) = 0.0083Ω(NOM) 0.010Ω(MAX)、θJA = 40℃/W)を 選ぶと、公称センス電圧は次のようになります。 VSNS(NOM) = (10A)(1.3)(0.0083Ω) = 108mV VRNGを1.1Vへ接続すると、公称値110mVの電流センス 電圧範囲が設定され、電流制限は146mVになります。 電流制限が許容できるかどうかチェックするには、 ρ150℃ = 1.5で、70℃の周囲温度より約80℃高い接合部温 度を仮定します。 ILIMIT ≥ 146mV ( )( 1.5 0.010Ω ) ( ) + 1 5.1A = 12A 2 さらに、MOSFETの仮定されたTJを二重にチェックしま す。 PBOT = ( ) (1.5)(0.010Ω) = 1.97 W 28V – 2 .5V 12A 28V 2 TJ = 70°C + (1.97W)(40°C/W) = 149°C トップMOSFETは短時間だけオンしますから、Si4884 RDS(ON)(MAX) = 0.0165Ω、CRSS = 100pF、θ JA= 40℃/Wで 十分でしょう。ρ100℃ = 1.4で、電流制限時の電力消費を チェックすると次のようになります。 ( ) (1.4)(0.0165Ω) + 2 (1.7)(28V) (12A)(100pF )(250kHz) PTOP = 2.5V 12A 28V 2 = 0.30W + 0.40W = 0.7 W TJ = 70°C + (0.7W)(40°C/W) = 98°C 公称電流では接合部温度ははるかに低くなりますが、こ の回路ではヒートシンクに十分注意を払う必要があるこ とをこの分析は示しています。 85℃で約5AのRMS電流定格に対してCINが選ばれていま す。出力コンデンサは、インダクタ・リップル電流およ び負荷ステップによる出力電圧の変化を最小にするた め、0.013Ωの低ESRのものが選択されています。リッ プル電圧は次のように小さくなります。 ∆VOUT(RIPPLE) = ∆IL(MAX) (ESR) = (5.1A) (0.013Ω) = 66mV ただし、0A∼10Aの負荷ステップにより、出力は最大次 のように変化します。 ∆VOUT(STEP) = ∆ILOAD (ESR) = (10A) (0.013Ω) = 130mV 出力リップルのESLの影響を最小にするため、オプショ ンの22µFセラミック出力コンデンサが含まれています。 完全な回路を図6に示します。 15 LTC1778 アプリケーション情報 1 R3 11k R4 39k RPG 100k 2 3 CC1 500pF 4 RC 20k CC2 100pF CON, 0.01µF R1 14.0k R2 30.1k 5 6 7 8 LTC1778 RUN/SS BOOST TG PGOOD SW VRNG FCB 15 DB CMDSH-3 CB 0.22µF 14 PGND BG M1 Si4884 L1, 1.8µH INTVCC ION VIN VFB EXTVCC 13 M2 Si4874 D1 B340A COUT1-2 180µF 4V ×2 12 11 CVCC 4.7µF 10 RF 1Ω 9 CF 0.1µF RON 1.4MΩ 1778 F06a CIN: UNITED CHEMICON THCR60EIHI06ZT COUT1-2: CORNELL DUBILIER ESRE181E04B L1: SUMIDA CEP125-1R8MC-H 図6．設計例：250kHz、2.5V/10A 16 VIN 5V TO 28V CIN 10µF 35V ×3 + ITH SGND 16 + CSS 0.1µF COUT3 22µF 6.3V X7R VOUT 2.5V 10A LTC1778 アプリケーション情報 ・ すべての層のすべての未使用領域を銅で覆います。 銅で覆うと電源部品の温度上昇を抑えます。これら の銅領域はDCネット（VIN、VOUT、GNDあるいはシ ステム内の他のDCレール）のどれにでも接続するこ とができます。 PCボード・レイアウトのチェックリスト PCボードのレイアウトをおこなうときは、下に示され ている2つの手法のどちらかに従ってください。簡単な PCボードのレイアウトには専用のグランド・プレーン 層が必要です。さらに、高電流の場合、ヒートシンク付 き電源部品のために多層ボードを使用することを推奨し ます。 ・ グランド・プレーン層にはトレースがあってはなら ず、できるだけパワーMOSFETの層に近くします。 ・ CIN、COUT、MOSFET、D1およびインダクタのすべ てを一箇所に密集させて配置します。いくつかの部 品はボードのボトム側に配置するとうまく配置でき ることがあります。 ・ LTC1778チップは、9ピン∼16ピンが電源部品の方を 向くように配置します。1ピン∼8ピンに接続される 部品（ノイズに敏感な部品）はLTC1778に近接して配 置します。 ・ LTC1778のSGNDおよびPGNDを含むグランド・プ レーン部品を接続するにはすぐ近くの中継ホールを 使います。電源部品には大きな中継ホールを複数使 います。 ・ MOSFETの冷却力を改善し、EMIを低く押さえるた めにスイッチ・ノード（SW）にはコンパクト・プレー ンを使います。 ・ 十分なフィルタリングを維持し、電力損失を低く押 さえるため、VINとVOUTにはプレーンを使用します。 CSS 2 3 4 RUN/SS BOOST PGOOD TG VRNG SW FCB PGND L 16 15 DB 14 D1 RC 5 CC2 ITH BG + M1 13 12 CIN VIN M2 CVCC 6 CION 7 CFB 8 SGND INTVCC ION VIN VFB EXTVCC – 11 + CC1 ・ 信号グランドと電源グランドは分離します。すべて の小信号部品は一点でSGNDピンへ戻します。この 一点はM2のソースに近づけてPGNDピンへ接続しま す。 ・ M2はできるだけコントローラへ近づけて配置し、 PGND、BG、およびSWの各トレースは短くします。 ・ 入力コンデンサCINはパワーMOSFETへ近づけて接続 します。このコンデンサはMOSFETのAC電流を担い ます。 ・ 高いdV/dTのSW、BOOSTおよびTGの各ノードは敏 感な小信号ノードから離します。 ・ INTV CCデ カ ッ プ リ ン グ ・ コ ン デ ン サ CVCC は 、 INTVCCピンおよびPGNDピンに近づけて接続しま す。 ・ トップ・ドライバ・ブースト・コンデンサCBは、 BOOSTピンおよびSWピンに近づけて接続します。 ・ VINピン・デカップリング・コンデンサCFは、VINピ ンおよびPGNDピンに近づけて接続します。 CB LTC1778 1 グランド・プレーンなしでプリント基板をレイアウトす るときは、コントローラの適切な動作を保証するため、 次のチェックリストを使ってください。これらの項目は 図7にも示されています。 10 9 – VOUT COUT CF + RF R1 R2 RON 1778 F07 太線は高電流経路を示す 図7．LTC1778レイアウト図 17 LTC1778 標準的応用例 3.3Vの入力から300kHz、1.5V/10A CSS 0.1µF 1 RR2 39k RR1 11k RPG 100k 2 3 CC1 680pF 4 RC 20k 5 CC2 100pF 6 CON, 0.01µF 7 R1 10k 8 LTC1778 RUN/SS BOOST PGOOD TG VRNG SW CB 0.22µF 15 CIN1-2 22µF 6.3V ×2 M1 IRF7811A 14 L1, 0.68µH + PGND FCB BG ITH SGND DB CMDSH-3 16 INTVCC ION VIN VFB EXTVCC 13 M2 IRF7811A D1 B320B COUT 270µF 2V ×2 + VIN 3.3V CIN3 330µF 6.3V VOUT 1.5V 10A 12 CVCC 4.7µF 11 10 5V 9 RON 510k R2 8.87k 1778 TA01 CIN1-2: MURATA GRM42-2X5R226K6.3 COUT: CORNELL DUBILIER ESRE271M02B 300kHz、1.2V/6V CSS 0.1µF 1 RPG 100k 2 3 4 CC1 470pF RC 20k 5 CC2 100pF 6 CON, 10µF 7 R1 20k R2 10k 8 C2 2200pF LTC1778 RUN/SS BOOST TG PGOOD SW VRNG FCB PGND BG ITH SGND INTVCC ION VIN VFB EXTVCC 16 15 DB CMDSH-3 CB 0.22µF 14 M1 1/2 FDS6982S L1 1.8µH 13 M2 1/2 FDS6982S 12 11 CVCC 4.7µF 10 RF 1Ω 9 CF 0.1µF RON 510k 1778 TA02 CIN: TAIYO YUDEN TMK432BJ106MM COUT1: CORNELL DUBILIER ESRD181M02B COUT2: TAIYO YUDEN JMK316BJ106ML L1: TOKO 919AS-1R8N 18 CIN 10µF 25V ×2 + COUT1 180µF 2V VIN 5V TO 25V VOUT 1.2V 6A COUT2 10µF 6.3V LTC1778 パッケージ概要 注記がない限り寸法はインチ（ミリメートル） 。 GNパッケージ 16ピン・プラスチックSSOP（細型0.150） (LTC DWG # 05-08-1641) 0.189 – 0.196* (4.801 – 4.978) 16 15 14 13 12 11 10 9 0.229 – 0.244 (5.817 – 6.198) 0.150 – 0.157** (3.810 – 3.988) 1 0.015 ± 0.004 × 45° (0.38 ± 0.10) 0.007 – 0.0098 (0.178 – 0.249) 0.009 (0.229) REF 0.053 – 0.068 (1.351 – 1.727) 2 3 4 5 6 7 8 0.004 – 0.0098 (0.102 – 0.249) 0° – 8° TYP 0.016 – 0.050 (0.406 – 1.270) 0.008 – 0.012 (0.203 – 0.305) * 寸法にはモールドのバリを含まない。 モールドのバリは各サイドで0.006"（0.152mm）を超えないこと。 ** 寸法にはリード間のバリを含まない。 リード間のバリは各サイドで0.010"（0.254mm）を超えてはならない。 0.0250 (0.635) BSC GN16 (SSOP) 1098 19 LTC1778 標準的応用例 標準的応用例 1.4MHz、2.5V/3A CSS 0.1µF 1 RPG 100k 2 3 4 CC1 470pF RC 33k 5 CC2 100pF 6 CON, 0.01µF 7 R1 11.5k 8 R2 24.9k C2 2200pF LTC1778 RUN/SS BOOST TG PGOOD SW VRNG 15 CB 0.22µF CIN 10µF 25V M1 1/2 Si9802 14 L1, 1µH + PGND FCB BG ITH SGND 16 DB CMDSH-3 INTVCC ION VIN VFB EXTVCC 13 M2 1/2 Si9802 VIN 9V TO 18V VOUT 2.5V 3A COUT 120µF 4V 12 11 CVCC 4.7µF 10 RF 1Ω 9 CF 0.1µF RON 220k 1778 TA03 CIN: TAIYO YUDEN TMK432BJ106MM COUT: CORNELL DUBILIER ESRD121M04B L1: TOKO A921CY-1R0M 関連製品 製品番号 説明 注釈 LTC1622 550kHz降圧コントローラ TM 8ピンMSOP、 同期可能、 ソフトスタート、 電流モード LTC1625/LTC1775 No RSENSE 電流モード同期式降圧コントローラ 効率：97%、 センス抵抗不要、 16ピンSSOP LTC1628-PG デュアル、 2フェーズ同期式降圧コントローラ パワーグッド出力、 最小入力/出力コンデンサ、 3.5V ≤ VIN ≤ 36V LTC1628-SYNC デュアル、 2フェーズ同期式降圧コントローラ 150kHz∼300kHzで同期可能 LTC1709-7 5ビットVID付き、 高効率、 2フェーズ同期式降圧コントローラ 最大42Aの出力、 0.925V ≤ VOUT ≤ 2V LTC1709-8 高効率、 2フェーズ同期式降圧コントローラ 最大42Aの出力、 VRM 8.4、 1.3V ≤ VOUT ≤ 3.5V LTC1735 高効率、 同期式降圧コントローラ Burst ModeTM動作、 16ピン細型SSOP、 3.5V ≤ VIN ≤ 36V LTC1736 5ビットVID付き、 高効率、 同期式降圧コントローラ モバイルVID、 0.925V ≤ VOUT ≤ 2V、 3.5V ≤ VIN ≤ 36V LTC1772 SOT-23降圧コントローラ 電流モード、 550kHz、 超小型ソリューションサイズ LTC1773 同期式降圧コントローラ 効率：最大95%、 550kHz、 2.65V ≤ VIN ≤ 8.5V、 750kHzまで同期可能 0.8V ≤ VOUT ≤ VIN、 LTC1874 デュアル降圧コントローラ 電流モード、 550kHz、 小型16ピンSSOP、 VIN < 9.8V LTC1876 昇圧レギュレータ付き、 2フェーズ、 デュアル同期式降圧コントローラ 3.5V ≤ VIN ≤ 36V、 パワーグッド出力、 300kHz動作 Burst Modeはリニアテクノロジー社の商標です。 20 1778i 0101 0.5K • PRINTED IN JAPAN リニアテクノロジー株式会社 〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6秀和紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291• FAX 03-5226-0268 • www.linear-tech.co.jp LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2001