LTC6409 - 帯域幅10GHz、1.1nV/√Hzの差動アンプ/ADCドライバ

LTC6409
帯域幅10GHz、1.1nV/√Hzの
差動アンプ/ADCドライバ
特長
概要
利得帯域幅積：10GHz
■ SFDR：88dB
（100MHz、2VP-P）
■ 入力ノイズ密度：1.1nV/√Hz
■ 入力範囲にグランドを含む
■ 利得を外付け抵抗で設定：最小1V/V
■ 差動スルーレート：3300V/µs
■ 消費電流：52mA
■ 電源電圧範囲：2.7V～5.25V
■ 完全差動入力および出力
■ 調整可能な出力同相電圧
■ 低消費電力のシャットダウン
■ 小型10ピン3mm×2mm×0.75mm QFNパッケージ
LTC®6409は、非常に高速で低歪みの差動アンプです。入力同
相範囲がグランドを含むので、
グランド基準の入力信号をDC
結合し、
レベルシフトし、変換することによってADCを差動でド
ライブできます。
■
利得抵抗と帰還抵抗が外付けなので、各アプリケーションに
応じて正確な利得および周波数応答を調整できます。
たとえ
ば、時間領域のアプリケーションで求められることがあるオー
バーシュートのない構成で、
このアンプを外部補償することが
できます。
LTC6409は差動利得1で安定するので、利得が求められてい
ないアプリケーションにおいて、
出力ノイズを低く抑えることが
できます。消費電流は 52mAで、消費電流をさらに100µAまで
低減するハードウェア・シャットダウン機能を備えています。
アプリケーション
差動パイプラインADCドライバ
高速データ収集カード
■ 自動テスト装置
■ 時間領域反射率測定
■ 通信レシーバ
■
LTC6409は3mm 2mmの小型10ピン・リードレスQFNパッ
ケージで供給され、­40℃∼125℃の温度範囲で動作します。
■
L、LT、LTC、LTM、Linear TechnologyおよびLinearのロゴはリニアテクノロジー社の登録商標
です。
その他すべての商標の所有権は、
それぞれの所有者に帰属します。
標準的応用例
グランド基準のシングルエンド入力から
LTC2262-14 ADCをドライブするLTC6409
­1dBFS、
fIN = 70MHz、
4096ポイントFFT
fS = 150MHz、
LTC2262-14 ADCへのDC結合インタフェース
1.3pF
VIN
150Ω
150Ω
1.8V
– +
VOCM = 0.9V
LTC6409
+ –
33.2Ω
10Ω
33.2Ω
10Ω
39pF
150Ω
AIN+
VDD
LTC2262-14 ADC
AIN–
GND
–60
–70
–80
–90
–100
150Ω
6409 TA01
1.3pF
AMPLITUDE (dBFS)
39pF
3.3V
0
VS = 3.3V
–10 V
OUTDIFF = 1.8VP-P
–20 HD2 = –86.5dBc
HD3 = –89.4dBc
–30
SFDR = 81.6dB
–40 SNR = 71.1dB
–50
–110
–120
0
10
20
30
40
50
FREQUENCY (MHz)
60
70
6409 TA01b
6409f
1
LTC6409
ピン配置
全電源電圧（V＋−V−）........................................................ 5.5V
入力電流（＋IN、
−IN、VOCM、SHDN）
（Note 2）................±10mA
出力短絡時間（Note 3）..................................................無期限
動作温度範囲（Note 4）.................................... −40℃～125℃
規定温度範囲（Note 5）.................................... −40℃～125℃
最大接合部温度..............................................................150℃
保存温度範囲................................................... −65℃～150℃
+IN
2
V+
V–
10
9
8
11,V–
3
4
7
+OUT
6
–IN
5
VOCM
1
V+
–OUT
V–
TOP VIEW
SHDN
絶対最大定格
（Note 1）
UDB PACKAGE
10-LEAD (3mm × 2mm) PLASTIC QFN
TJMAX = 150°C, θJA = 138°C/W, θJC = 5.2°C/W
EXPOSED PAD (PIN 11) CONNECTED TO V–
発注情報
鉛フリー仕様
テープアンドリール（ミニ） テープアンドリール
製品マーキング* パッケージ
規定温度範囲
LTC6409CUDB#TRMPBF
LTC6409CUDB#TRPBF
LFPF
10-Lead (3mm × 2mm) Plastic QFN
0°C to 70°C
LTC6409IUDB#TRMPBF
LTC6409IUDB#TRPBF
LFPF
10-Lead (3mm × 2mm) Plastic QFN
–40°C to 85°C
LTC6409HUDB#TRMPBF
LTC6409HUDB#TRPBF
LFPF
10-Lead (3mm × 2mm) Plastic QFN
–40°C to 125°C
TRM=500個　*温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。
さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。
鉛ベース仕様の製品の詳細については、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。
鉛フリー仕様の製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。
テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。
電気的特性
●は全動作温度範囲での規格値を意味する。
それ以外はTA = 25℃での値。V＋ = 5V、V­ = 0V、VCM = VOCM = VICM = 1.25V、VSHDNはオープン。
（V＋­V­）
と定義されている。VOUTCMは
（V＋OUT＋V­OUT）/2と定義されている。VICMは
（V＋IN＋V­IN）/2と定義されている。VOUTDIFFは
VSは
（V＋OUT­V­OUT）
と定義されている。
SYMBOL PARAMETER
MIN
TYP
MAX
UNITS
±1000
±1200
±1100
±1400
µV
µV
µV
µV
VS = 3V
VS = 3V
VS = 5V
VS = 5V
l
l
±300
ΔVOSDIFF Differential Offset Voltage Drift (Input Referred)
ΔT
VS = 3V
VS = 5V
l
l
2
2
IB
Input Bias Current (Note 6)
VS = 3V
VS = 5V
l
l
IOS
Input Offset Current (Note 6)
VS = 3V
VS = 5V
l
l
RIN
Input Resistance
Common Mode
Differential Mode
165
860
CIN
Input Capacitance
Differential Mode
0.5
pF
en
Differential Input Noise Voltage Density
f = 1MHz, Not Including RI/RF Noise
1.1
nV/√Hz
in
Input Noise Current Density
f = 1MHz, Not Including RI/RF Noise
8.8
pA/√Hz
NF
Noise Figure at 100MHz
Shunt-Terminated to 50Ω, RS = 50Ω, RI = 25Ω,
RF = 10kΩ
6.9
dB
VOSDIFF
Differential Offset Voltage (Input Referred)
CONDITIONS
±300
–140
–160
µV/°C
µV/°C
–62
–70
0
0
µA
µA
±2
±2
±10
±10
µA
µA
kΩ
Ω
6409f
2
LTC6409
電気的特性
●は全動作温度範囲での規格値を意味する。
それ以外はTA = 25℃での値。V＋ = 5V、V­ = 0V、VCM = VOCM = VICM = 1.25V、VSHDNはオープン。
（V＋­V­）
と定義されている。VOUTCMは
（V＋OUT＋V­OUT）/2と定義されている。VICMは
（V＋IN＋V­IN）/2と定義されている。VOUTDIFFは
VSは
（V＋OUT­V­OUT）
と定義されている。
SYMBOL PARAMETER
CONDITIONS
MIN
TYP
MAX
enVOCM
Common Mode Noise Voltage Density
f = 10MHz
VICMR
(Note 7)
Input Signal Common Mode Range
VS = 3V
VS = 5V
l
l
0
0
CMRRI
(Note 8)
Input Common Mode Rejection Ratio
(Input Referred) ΔVICM/ΔVOSDIFF
VS = 3V, VICM from 0V to 1.5V
VS = 5V, VICM from 0V to 3.5V
l
l
75
75
90
90
dB
dB
VS = 3V, VOCM from 0.5V to 1.5V
VS = 5V, VOCM from 0.5V to 3.5V
l
l
55
60
80
85
dB
dB
VS = 2.7V to 5.25V
l
60
85
dB
VS = 2.7V to 5.25V
l
55
70
dB
l
2.7
CMRRIO Output Common Mode Rejection Ratio (Input
(Note 8) Referred) ΔVOCM/ΔVOSDIFF
PSRR
(Note 9)
Differential Power Supply Rejection (ΔVS/ΔVOSDIFF)
PSRRCM Output Common Mode Power Supply Rejection
(Note 9) (ΔVS/ΔVOSCM)
Supply Voltage Range (Note 10)
VS
12
UNITS
nV/√Hz
1.5
3.5
5.25
V
V
V
GCM
Common Mode Gain (ΔVOUTCM/ΔVOCM)
VS = 3V, VOCM from 0.5V to 1.5V
VS = 5V, VOCM from 0.5V to 3.5V
l
l
1
1
ΔGCM
Common Mode Gain Error, 100 × (GCM – 1)
VS = 3V, VOCM from 0.5V to 1.5V
VS = 5V, VOCM from 0.5V to 3.5V
l
l
±0.1
±0.1
±0.3
±0.3
%
%
BAL
Output Balance
(ΔVOUTCM/ ΔVOUTDIFF)
ΔVOUTDIFF = 2V
Single-Ended Input
Differential Input
l
l
–65
–70
–50
–50
dB
dB
VOSCM
Common Mode Offset Voltage (VOUTCM – VOCM)
VS = 3V
VS = 5V
l
l
±1
±1
±5
±6
mV
mV
∆VOSCM
∆T
Common Mode Offset Voltage Drift
l
4
VOUTCMR Output Signal Common Mode Range
(Note 7) (Voltage Range for the VOCM Pin)
VS = 3V
VS = 5V
RINVOCM Input Resistance, VOCM Pin
l
l
0.5
0.5
l
30
V/V
V/V
µV/°C
1.5
3.5
V
V
40
50
KΩ
0.9
0.85
1.25
1.6
V
V
1.85
1.8
3.85
3.8
2
1.95
4
3.95
VOCM
Self-Biased Voltage at the VOCM Pin
VS = 3V, VOCM = Open
VS = 5V, VOCM = Open
l
VOUT
Output Voltage, High, Either Output Pin
VS = 3V, IL = 0
VS = 3V, IL = –20mA
VS = 5V, IL = 0
VS = 5V, IL = –20mA
l
l
l
l
Output Voltage, Low, Either Output Pin
VS = 3V, 5V; IL = 0
VS = 3V, 5V; IL = 20mA
l
l
ISC
Output Short-Circuit Current, Either Output Pin
(Note 11)
VS = 3V
VS = 5V
l
l
AVOL
Large-Signal Open Loop Voltage Gain
IS
Supply Current
ISHDN
Supply Current in Shutdown
VSHDN ≤ 0.6V
l
RSHDN
SHDN Pull-Up Resistor
VSHDN = 0V to 0.5V
l
VIL
SHDN Input Logic Low
l
VIH
SHDN Input Logic High
l
tON
Turn-On Time
160
ns
tOFF
Turn-Off Time
80
ns
0.06
0.2
±50
±70
115
0.15
0.4
V
V
±70
±95
mA
mA
65
dB
52
l
V
V
V
V
56
58
mA
mA
100
500
µA
150
185
KΩ
0.6
V
1.4
V
6409f
3
LTC6409
電気的特性
●は全動作温度範囲での規格値を意味する。
それ以外はTA = 25℃での値。V＋ = 5V、V­ = 0V、VCM = VOCM = VICM = 1.25V、VSHDNはオープン。
（V＋­V­）
と定義されている。VOUTCMは
（V＋OUT＋V­OUT）/2と定義されている。VICMは
（V＋IN＋V­IN）/2と定義されている。VOUTDIFFは
VSは
（V＋OUT­V­OUT）
と定義されている。
SYMBOL PARAMETER
CONDITIONS
MIN
SR
Slew Rate
Differential Output, VOUTDIFF = 4VP-P
+OUT Rising (–OUT Falling)
+OUT Falling (–OUT Rising)
GBW
Gain-Bandwidth Product
RI = 25Ω, RF = 10kΩ, fTEST = 100MHz
l
9.5
8
TYP
MAX
UNITS
3300
1720
1580
V/µs
V/µs
V/µs
10
GHz
GHz
f–3dB
–3dB Frequency
RI = RF = 150Ω, RLOAD = 400Ω, CF = 1.3pF
2
GHz
f0.1dB
Frequency for 0.1dB Flatness
RI = RF = 150Ω, RLOAD = 400Ω , CF = 1.3pF
600
MHz
FPBW
Full Power Bandwidth
VOUTDIFF = 2VP-P
550
MHz
HD2
HD3
25MHz Distortion
Differential Input, VOUTDIFF = 2VP-P,
RI = RF = 150Ω, RLOAD = 400Ω
2nd Harmonic
3rd Harmonic
–104
–106
dBc
dBc
Differential Input, VOUTDIFF = 2VP-P,
RI = RF = 150Ω, RLOAD = 400Ω
2nd Harmonic
3rd Harmonic
–93
–88
dBc
dBc
Single-Ended Input, VOUTDIFF = 2VP-P,
RI = RF = 150Ω, RLOAD = 400Ω
2nd Harmonic
3rd Harmonic
–101
–103
dBc
dBc
Single-Ended Input, VOUTDIFF = 2VP-P,
RI = RF = 150Ω, RLOAD = 400Ω
2nd Harmonic
3rd Harmonic
–88
–93
dBc
dBc
100MHz Distortion
HD2
HD3
25MHz Distortion
100MHz Distortion
IMD3
3rd Order IMD at 25MHz
f1 = 24.9MHz, f2 = 25.1MHz
VOUTDIFF = 2VP-P Envelope, RI = RF = 150Ω,
RLOAD = 400Ω
–110
dBc
3rd Order IMD at 100MHz
f1 = 99.9MHz, f2 = 100.1MHz
VOUTDIFF = 2VP-P Envelope, RI = RF = 150Ω,
RLOAD = 400Ω
–98
dBc
3rd Order IMD at 140MHz
f1 = 139.9MHz, f2 = 140.1MHz
VOUTDIFF = 2VP-P Envelope, RI = RF = 150Ω,
RLOAD = 400Ω
–88
dBc
59
53
48
dBm
dBm
dBm
1.9
ns
OIP3
Equivalent OIP3 at 25MHz (Note 12)
Equivalent OIP3 at 100MHz (Note 12)
Equivalent OIP3 at 140MHz (Note 12)
tS
Settling Time
VOUTDIFF = 2VP-P Step, RI = RF = 150Ω,
RLOAD = 400Ω
1% Settling
Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可
能性がある。
また、長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、
デバイスの信頼性と寿命に悪
影響を与える可能性がある。
Note 2：入力ピン
（＋IN、−IN、VOCM、SHDN）
は両方の電源へのステアリング･ダイオードによって
保護されている。入力がいずれかの電源電圧を超える場合は、入力電流は10mA以下に制限し
なければならない。
さらに、入力＋INおよび－INは1組のバック・トゥ・バック･ダイオードで保護
されている。差動入力電圧が1.4Vを超える場合、入力電流は10mA以下に制限しなければなら
ない。
Note 3：出力電流が高い場合は、
接合部温度を絶対最大定格値よりも低く抑えるために、
ヒー
トシンクが必要になることがある。
Note 4：LTC6409C/LTC6409Iは−40℃～85℃の温度範囲で動作することが保証されている。
LTC6409Hは−40℃～125℃の温度範囲で動作することが保証されている。
Note 5：LTC6409Cは0℃～70℃で性能仕様に適合することが保証されている。LTC6409Cは
−40℃～85℃で性能仕様に適合するように設計され、特性が評価されており、性能仕様に適
合すると予想されるが、
これらの温度ではテストされないし、QAサンプリングもおこなわれな
い。LTC6409Iは−40℃～85℃で性能仕様に適合することが保証されている。LTC6409Hは−40℃
～125℃で性能仕様に適合することが保証されている。
Note 6：入力バイアス電流は、
入力ピン
（−INと＋IN）
に流れ込む入力電流の平均として定義さ
として定義されている。
れている。入力オフセット電流は、入力電流の差（IOS = IB＋−IB−）
6409f
4
LTC6409
電気的特性
Note 7：入力同相範囲は、
VICM = 1.25Vと
「電気的特性」
の表に記載された限界条件の両方で
および同相オフセット
（VOSCM）
とVICM =
テストし、限界条件における差動オフセット
（V OSDIFF）
1.25Vにおける値との差が、
それぞれ±1mVおよび±2mV以内であることを確認することによっ
てテストされる。
「電気的特性」
の表に記載さ
出力同相電圧範囲は、VOCMピンに電圧を印加し、VOCM = 1.25Vと
とVOCM = 1.25Vに
れた限界条件の両方でテストし、限界条件における同相オフセット
（VOSCM）
おける値との差が±6mV以内であることを確認することによってテストされる。
Note 8：入力CMRRは、
入力換算差動オフセット電圧の変化に対する、
ピン＋INまたはピン−IN
の入力同相電圧の変化の比率として定義されている。
出力CMRRは、入力換算差動オフセット
この仕様は2つ
電圧の変化に対する、VOCMピンの電圧の変化の比率として定義されている。
の出力とそれぞれの対応する入力の間の帰還率の整合に強く依存するので、実際のアンプの
性能を測定するのは難しい（このデータシートの
「アプリケーション情報」
セクションにおける
「抵抗ペアの不整合の影響」
を参照）。帰還部品の整合に依存しない実際のアンプの性能の
指標については、PSRRの仕様を参照。
Note 9：差動電源除去比
（PSRR）
は、入力換算差動オフセット電圧の変化に対する、電源電圧
の変化の比率として定義されている。
同相電源除去比
（PSRRCM）
は、
出力同相オフセット電圧
の変化に対する、電源電圧の変化の比率として定義されている。
Note 10：電源電圧範囲は電源除去比テストによって保証されている。
Note 11：出力が短絡状態で長時間動作すると、
接合部温度が150℃の限界値を超えることが
ある。
Note 12：IMD3の測定値から等価OIP3をどのようにして計算するかについては、
このデータシー
トの
「アプリケーション情報」
セクションの
「直線性を表すいろいろな指標の関係」
をを参照。
標準的性能特性
差動入力オフセット電圧と
入力同相電圧
差動入力オフセット電圧と温度
0.5 VS = 5V
VOCM = VICM = 1.25V
RI = RF = 150Ω
FIVE REPRESENTATIVE UNITS
0
VS = 5V
VOCM = 1.25V
1.5 RI = RF = 150Ω
0.1% FEEDBACK NETWORK RESISTORS
REPRESENTATIVE UNIT
1.0
0.5
0
TA = 85°C
TA = 70°C
TA = 25°C
TA = 0°C
TA = –40°C
–0.5
–25
0
25
50
75
TEMPERATURE (°C)
100
125
–1.0
6409 G01
45
40
35
30
20
15
10
5
0
1.0
0.5
0
–0.5
–50
4
TA = 125°C
TA = 85°C
TA = 70°C
TA = 25°C
TA = 0°C
TA = –40°C
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5 5.5
SUPPLY VOLTAGE (V)
6409 G04
140
50
45
40
35
30
25
TA = 125°C
TA = 85°C
TA = 70°C
TA = 25°C
TA = 0°C
TA = –40°C
20
15
10
5
0
0
0.5
1
1.5 2 2.5 3 3.5
SHDN VOLTAGE (V)
–25
0
25
50
75
TEMPERATURE (°C)
100
125
6409 G03
シャットダウン時の
消費電流と電源電圧
VS = 5V
55
TOTAL SUPPLY CURRENT (mA)
TOTAL SUPPLY CURRENT (mA)
60
VSHDN = OPEN
VS = 5V
VOCM = VICM = 1.25V
RI = RF = 150Ω
FIVE REPRESENTATIVE UNITS
1.5
消費電流とSHDN電圧
50
25
0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5
INPUT COMMON MODE VOLTAGE (V)
2.0
6409 G02
消費電流と電源電圧
55
0
SHUTDOWN SUPPLY CURRENT (µA)
–0.5
–50
2.5
COMMON MODE OFFSET VOLTAGE (mV)
1.0
60
同相オフセット電圧と温度
2.0
DIFFERENTIAL VOS (mV)
DIFFERENTIAL VOS (mV)
1.5
4
4.5
5
6409 G05
120
100
TA = 125°C
TA = 85°C
TA = 70°C
TA = 25°C
TA = 0°C
TA = –40°C
80
60
40
20
0
VSHDN = V–
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5 5.5
SUPPLY VOLTAGE (V)
6409 G06
6409f
5
LTC6409
標準的性能特性
100
10
1
1
1k
1M
FREQUENCY (Hz)
INPUT VOLTAGE NOISE DENSITY (nV/√Hz)
VS = 5V
RI = RF = 150Ω
INCLUDES RI/RF NOISE
VS = 5V
100
100
in
10
10
en
1
1G
差動出力インピーダンスと周波数
1
1
1G
1k
1M
FREQUENCY (Hz)
6409 G07
CMRRと周波数
1000
1000
INPUT CURRENT NOISE DENSITY (pA/√Hz)
VOLTAGE NOISE DENSITY (nV/√Hz)
入力ノイズ密度と周波数
1000
OUTPUT IMPEDANCE (Ω)
差動出力電圧ノイズと周波数
1000
VS = 5V
RI = RF = 150Ω
100
10
1
0.1
0.01
1
100
1000
FREQUENCY (MHz)
6409 G18
差動PSRRと周波数
100
10
10000
6409 G09
小信号のステップ応答
90
80
–OUT
70
80
PSRR (dB)
CMRR (dB)
90
70
VS = 5V
60 VOCM = 1.25V
RI = RF = 150Ω, CF = 1.3pF
0.1% FEEDBACK NETWORK
RESISTORS
50
1
10
100
1000
FREQUENCY (MHz)
60
20mV/DIV
50
40
+OUT
VS = 5V
VOCM = VICM = 1.25V
RLOAD = 400Ω
30
RI = RF = 150Ω, CF = 1.3pF
CL = 0pF
VIN = 200mVP-P, DIFFERENTIAL
20
10000
10
VS = 5V
1
6409 G10
10
100
1000
FREQUENCY (MHz)
10000
2ns/DIV
6409 G12
6409 G11
オーバードライブされた出力の
過渡応答
大信号のステップ応答
4.0
3.5
–OUT
–OUT
VOLTAGE (V)
3.0
0.2V/DIV
+OUT
2.0
1.5
VS = 5V
VOCM = 1.25V
RLOAD = 200Ω TO
GROUND PER
OUTPUT
1.0
VS = 5V
RLOAD = 400Ω
VIN = 2VP-P, DIFFERENTIAL
2ns/DIV
2.5
0.5
6409 G13
0
+OUT
20ns/DIV
6409 G14
6409f
6
LTC6409
標準的性能特性
周波数応答と閉ループ利得
50
40
GAIN (dB)
30
20
10
0
周波数応答と負荷容量
20
AV = 400
AV = 100
AV (V/V) RI (Ω)
1
2
5
10
20
100
400
AV = 20
AV = 10
AV = 5
AV = 2
AV = 1
–10
VS = 5V
–20 VOCM = VICM = 1.25V
RLOAD = 400Ω
–30
1
10
100
1000
FREQUENCY (MHz)
150
100
50
50
25
25
25
10000
6409 G15
0.1dB利得平坦性
3400
0.4
3375
0.3
SLEW RATE (V/µs)
0
–0.1
VS = 5V
VOCM = VICM = 1.25V
–0.4 RLOAD = 400Ω
RI = RF = 150Ω, CF = 1.3pF
–0.5
1
10
100
1000
FREQUENCY (MHz)
高調波歪みと周波数
3325
3300
3275
3225
3200
–50
10000
–25
0
25
50
75
TEMPERATURE (°C)
6409 G17
高調波歪みと出力同相電圧
–50
–30
–40
HD3
–50
DISTORTION (dBc)
DISTORTION (dBc)
6409 G16
3250
–0.3
–80
HD2
–90
–100
–60
–110
–100
1000
6409 G19
–110
0.5
125
6409 G08
高調波歪みと入力振幅
VS = 5V
fIN = 100MHz
RLOAD = 400Ω
RI = RF = 150Ω
VOUTDIFF = 2VP-P
DIFFERENTIAL INPUTS
–70
–80
100
–80
HD3
–90
10
100
FREQUENCY (MHz)
10000
VS = 5V
DISTORTION (dBc)
GAIN (dB)
0.1
–0.2
1
–10 VS = 5V
VOCM = VICM = 1.25V
RLOAD = 400Ω
–20 RI = RF = 150Ω, CF = 1.3pF
CAPACITOR VALUES ARE FROM
EACH OUTPUT TO GROUND.
NO SERIES RESISTORS ARE USED.
–30
10
100
1000
FREQUENCY (MHz)
3350
0.2
–120
0
スルーレートと温度
0.5
VS = 5V
VOCM = VICM = 1.25V
–60 R
LOAD = 400Ω
RI = RF = 150Ω
–70 VOUTDIFF = 2VP-P
DIFFERENTIAL INPUTS
CL = 0pF
CL = 0.5pF
CL = 1pF
CL = 1.5pF
CL = 2pF
10
RF (Ω) CF (pF)
150
1.3
200
1
250
0.8
500
0.4
500
0.4
2.5k
0
10k
0
GAIN (dB)
60
VS = 5V
VOCM = VICM = 1.25V
fIN = 100MHz
RLOAD = 400Ω
–90
RI = RF = 150Ω
DIFFERENTIAL INPUTS
HD3
HD2
–100
–110
HD2
1
1.5
2
2.5
3
3.5
OUTPUT COMMON MODE VOLTAGE (V)
6409 G20
–120
–2
–4
(0.4VP-P)
0
2
4
6
INPUT AMPLITUDE (dBm)
8
10
(2VP-P)
6409 G21
6409f
7
LTC6409
標準的性能特性
VS = 5V
VOCM = VICM = 1.25V
高調波歪みと出力同相電圧
VS = 5V
VOCM = VICM = 1.25V
–60 R
LOAD = 400Ω
RI = RF = 150Ω
–70 VOUTDIFF = 2VP-P
SINGLE-ENDED INPUT
–40
–50
–80
–90
HD2
–100
–60
–80
10
100
FREQUENCY (MHz)
–120
–2
–4
(0.4VP-P)
1
1.5
2
2.5
3
3.5
OUTPUT COMMON MODE VOLTAGE (V)
THIRD ORDER IMD (dBc)
–110
0
2
4
6
INPUT AMPLITUDE (dBm)
8
10
(2VP-P)
6409 G24
混変調歪みと出力同相電圧
–100
RLOAD = 400Ω
RI = RF = 150Ω
SINGLE-ENDED INPUT
6409 G23
混変調歪みと入力振幅
–30
–90
HD3
–110
6409 G22
VS = 5V
VOCM = VICM = 1.25V
–60 R
LOAD = 400Ω
RI = RF = 150Ω
–70 2 TONES, 200kHz TONE
SPACING, 2VP-P COMPOSITE
–80 DIFFERENTIAL INPUTS
HD2
–100
HD3
–110
0.5
1000
混変調歪みと周波数
THIRD ORDER IMD (dBc)
HD2
–80
VS = 5V
–40 fIN = 100MHz
RLOAD = 400Ω
RI = RF = 150Ω
–50
2 TONES, 200kHz TONE
SPACING, 2VP-P COMPOSITE
–60
DIFFERENTIAL INPUTS
THIRD ORDER IMD (dBc)
1
VS = 5V
VOCM = VICM = 1.25V
fIN = 100MHz
–90
–70
–100
HD3
–50
–120
–80
–90
–110
–120
高調波歪みと入力振幅
RLOAD = 400Ω
VSR=I =5VRF = 150Ω
= 2VP-P
100MHz
fINV=OUTDIFF
SINGLE-ENDED
= 400Ω INPUT
RLOAD
RI = RF = 150Ω
VOUTDIFF = 2VP-P
SINGLE-ENDED INPUT
–30
DISTORTION (dBc)
DISTORTION (dBc)
–50
DISTORTION (dBc)
高調波歪みと周波数
–70
–80
–90
VS = 5V
VOCM = VICM = 1.25V
fIN = 100MHz
RLOAD = 400Ω
–90
RI = RF = 150Ω
2 TONES, 200kHz TONE SPACING
DIFFERENTIAL INPUTS
–100
–110
–100
10
100
FREQUENCY (MHz)
1000
–110
0.5
1
1.5
2
2.5
3
3.5
OUTPUT COMMON MODE VOLTAGE (V)
6409 G25
–120
2
(0.8VP-P)
4
6
8
INPUT AMPLITUDE (dBm)
6409 G26
10
(2VP-P)
6409 G27
ピン機能
＋IN、­IN
（ピン2、6）
：非反転入力ピンと反転入力ピン。
SHDN
（ピン3）
：SHDNピンがフロート状態になっているか、
あ
るいはV＋に直接接続されているときは、LTC6409はアクティブ
となり通常モードで動作します。SHDNピンをV­ピンに接続す
ると、LTC6409はディスエーブルされ、消費電流は約100μAに
なります。
＋
­
V 、
V （ピン4、
9とピン8、
10）
：正電源ピンと負電源ピン。
ピン
4とピン9を同一の電圧に、
またピン8とピン10を同一の電圧に
接続する必要があります。
VOCM
（ピン5）
：出力同相基準電圧。
このピンに印加される電圧
に応じて出力同相電圧レベルが設定されます。
このピンをフ
ロート状態にした場合には、5V電源では内部の抵抗分割器
によって1.25Vがデフォルト値として与えられます。
＋OUT、­OUT
（ピン7、1）
：差動出力ピン。
露出パッド
（ピン11）
：底面のパッドはV­に接続してください。
両電源を用いる場合には、
このパッドを接地してはなりませ
ん。
6409f
8
LTC6409
ブロック図
2
1
+IN
–OUT
V–
3
SHDN
V+
V+
+
200k
V+
5
VOCM
–
50k
V–
4
V
+
10
V–
9
V+
V–
V+
V–
6
–IN
7
8
V–
+OUT
6409 BD
アプリケーション情報
機能の概要
LTC6409は小型、広帯域、高速、低ノイズ、低歪みで、正確な
出力位相バランスを有する完全差動アンプです。
このアンプ
は低電圧単一電源差動入力A/Dコンバータ（ADC）
をドライ
ブするのに最適化されています。LTC6409は入力同相範囲に
グランド電位を含むので、
グランド基準のシングルエンド信号
をDC結合し、外部から与えられる出力同相電圧を基準にし
た差動信号に変換するのに最適です。
これは、上記のような
差動ADCをドライブするのに最適です。
また、
このアンプのバ
ランスの取れた差動特性により、偶数次の高調波歪みがキャ
ンセルされ、
（電源ノイズのような）
同相ノイズの影響を受けに
くくなっています。LTC6409は、
シングルエンド入力から差動出
力へのアンプとしても、
また、差動入力から差動出力へのアン
プとしても動作可能です。
入力ピンにどちらかの電源電圧を超える大きな電圧が入力さ
れた場合でも、入力電流は10mAに制限され、
デバイスが損傷
を受けるのを防ぎます。
SHDNピン
SHDNピンは150kの内部プルアップ抵抗が接続されたCMOS
ロジック入力構成となっています。
このピンを L にドライブす
るとLTC6409はパワーダウンします。
このピンを未接続のまま
にするか、 L にドライブすると、LTC6409はアクティブとなり
通常の動作をします。
このピンにリーク電流があるとLTC6409
が意図せずにシャットダウンすることがあるので、
このピンの
リーク電流に対しては注意が必要です。
シャットダウン状態と
アクティブ状態の間のターンオン時間とターンオフ時間は標
準で200ns未満です。
LTC6409の出力はグランド電位近くからV＋より1V低い電圧
までの範囲で振幅可能です。
この出力は最大で約70mAの電
流をソースまたはシンクすることができます。
負荷容量は少なく
とも10Ωの直列抵抗を使ってそれぞれの出力ピンからデカッ
プリングする必要があります。
アンプの一般的なアプリケーション
図1において、VINPとVINMに対するVOUTDIFFの利得は次の式
のようになります。
入力ピンの保護
1.4Vを超える大きな差動入力電圧に対してLTC6409の入力
段を保護するために、2対のダイオードが背中合わせに＋INと
­INとの間に直列に接続されています。
さらに、入力ピンには、
V OCMピンやSHDNピンと同様に、
どちらかの電源に入力をク
ランプするためのダイオードが接続されています。
これにより、
式（1）
は差動出力電圧（V＋OUT­V­OUT）が入力および出力
の同相電圧成分あるいは同相ピンの電圧の影響を受けない
ことを示しています。
このような特長を備えたLTC6409は、
プリ
アンプやレベルシフト、
あるいはシングルエンド入力信号を差
動出力信号に変換して差動入力ADCをドライブするなどのア
プリケーションに最適です。
VOUTDIFF = V+OUT – V–OUT ≈
RF
• ( VINP – VINM )
RI
（1）
6409f
9
LTC6409
アプリケーション情報
RI
V+IN
RF
V–OUT
+
VINP
–
+
VCM
–
VICM =
+
VVOCM
VOCM
–
–
VINM
+
RI
V–IN
差動入力のアプリケーションでVINP = ­VINMの場合には、
同
相入力は近似的に次の式で与えられます。
RF
6409 F01
V+OUT
図1．
同相範囲回路
出力同相電圧とVOCMピン
出力同相電圧は2つの出力の平均値として定義されます。
すな
わち次の式のようになります。
V
+ V–OUT
VOUTCM = VOCM = +OUT
2
この式が示しているように、
出力同相電圧は、入力同相電圧と
は関係なく、
内部同相帰還ループを介して、VOCMピンに印加
される電圧によって決まります。
VOCMピンをオープン状態にした場合は、5V電源では内部抵
抗分割器によって1.25Vのデフォルト値が発生します。必要に
応じて、上記電圧に他の電圧を重ねてV OCMピンに印加する
ことが可能です。例えばADCをドライブするとき、同相電圧を
設定するためのリファレンス電圧がADCから得られる場合に
は、
このリファレンス電圧をV OCMピンに直接接続することが
できます。
ただし、
この場合、ADCがVOCMピンの40kの入力抵
抗をドライブできる能力を有していることが必要です。VOCMピ
ンに対して印加される電圧の有効範囲（VOUTCMR）
は
「電気
的特性」
の表に記載されています。
入力同相電圧範囲
LTC6409の入力同相電圧（V ICM ）は2つの入力ピンV＋IN 、
V­INの電圧の平均値として定義されています。VICMに使用可
能な有効電圧範囲は、
「電気的特性」
の表に記載されていま
す
（VICMR）。
ただし、利得抵抗と帰還抵抗が外付け抵抗分割
器として機能するので、処理可能な信号の有効範囲はさらに
広くなります。
オペアンプにおける入力同相範囲は、回路構成
（利得）、VOCM、
およびVCMに依存します
（図1を参照）。完全
V+IN + V–IN
RI
RF
≈ VOCM •
+ VCM •
2
RI + RF
RI + RF
シングルエンド入力構成では、入力同相電圧に入力信号成分
が存在することになります。
すなわち、VINPのみに電圧を印加
する場合（VINMはゼロに設定）
には、入力同相電圧は近似的
に次の式で与えられます。
V+IN + V–IN
RI
≈ VOCM •
+
2
RI + RF
RF
V
RF
+ INP •
VCM •
RI + RF
2 RI + RF
VICM =
（2）
この式から、例えば、入力信号（V INP）が正弦波の場合、
この
入力正弦波信号の減衰値がオペアンプの入力に現れること
がわかります。
入力インピーダンスと負荷の影響
図1のV INP 入力またはV INM 入力を見込む低周波入力イン
ピーダンスは、
これらの入力をどのようにドライブするかによっ
て違ってきます。完全差動入力源（VINP = ­VINM）
によって入
力がドライブされる場合には、
どちらの入力で見た入力イン
ピーダンスも単に次のようになります。
RINP = RINM = RI
シングルエンド入力の場合には、入力での信号のバランスがと
れていないため、
バランスのとれた差動入力に比べて入力イン
ピーダンスが実際には増大します。
どちらの入力ピンを見込む
入力インピーダンスも次の式のようになります。
RINP = RINM =
RI
RF
1
1– •
2 RI + RF
出力インピーダンスがゼロでない入力信号源によって、帰還
ネットワーク・ペアの間に帰還の不均衡が生じることもありま
す。最高の性能を得るため、入力信号源の出力インピーダンス
を補償することを推奨します。入力信号源が入力インピーダン
スの整合を必要とする場合には、終端抵抗RTを次の式を満た
すように選択します。
6409f
10
LTC6409
アプリケーション情報
RT =
RINM • RS
RINM – RS
RI2
RF2
V–OUT
+
VINP
図 2において、差 動アンプを見 込む入力インピーダンス
（RINM）
は上記のシングルエンド入力源の場合を反映します。
一方、図2のR2は次のように選択します。
R2 = R T ||RS =
V+IN
–
+
VVOCM
VOCM
–
–
VINM
R T • RS
R T + RS
+
RI1
V–IN
RF1
6409 F03
V+OUT
図3. 帰還抵抗ペアが整合していない実際の
アプリケーション
RINM
RS
VS
RI
Δβは帰還率の差であり、次のように定義されています。
RF
∆β =
RT
RT CHOSEN SO THAT RT || RINM = RS
R2 CHOSEN TO BALANCE RT || RS
RI
–
+
+
–
RI2
RI1
–
RI2 + RF2 RI1 + RF1
ここで、VCMは2つの入力電圧VINPとVINMの平均、VINDIFFは
これら2つの入力電圧の差として定義され、次の式で与えられ
ます。
RF
6409 F02
R2 = RS || RT
VCM =
図2. 信号源インピーダンスの最適な補償
抵抗ペアの不整合の影響
実際の抵抗は完全には整合しないことを考慮に入れた回路
図を図3に示します。開ループ利得が無限大であると仮定する
と、差動出力は次の式のようになります。
VOUTDIFF = V+OUT – V–OUT ≈ VINDIFF
R
• F+
RI
∆β
∆β
– VOCM •
VCM •
β AVG
β AVG
ここで、RFはRF1とRF2の平均値、RIはRI1とRI2の平均値です。
βAVGは出力から各入力への帰還率の平均値として定義され
ています。
RI2 ⎞
1 ⎛ RI1
β AVG = • ⎜
+
⎟
2 ⎝ RI1 + RF1 RI2 + RF2 ⎠
VINP + VINM
2
VINDIFF = VINP−VINM
帰還率に不整合があると
（Δβ）、同相から差動への変換が生
じます。差動入力をゼロに設定すると（V INDIFF = 0）、同相か
ら差動への変換の度合いが次式によって与えられます。
VOUTDIFF = V+OUT – V–OUT ≈(VCM – VOCM ) •
∆β
β AVG
（3）
一般に、帰還ペアの不整合は、信号とノイズの両方において
同相から差動へ変換される原因となります。
0.1%またはそれよ
り精度の高い抵抗を用いることで、
ほとんどの問題を軽減でき
ます。
この場合、最悪でもおよそ54dBの同相除去比を達成で
きます。入力信号源とVOCMピンの両方の基準電位として、低
インピーダンスのグランド・プレーンを使います。
帰還率の不整合が歪みにどのような影響を与えるかも、設計
上の関心事です。1%またはそれより精度の高い抵抗を用いた
場合には、帰還率の不整合が歪みに与える影響は無視できる
ほどに小さなものです。
しかし、単一電源のレベルシフトのアプ
リケーションにおいては、入力同相電圧と出力同相電圧との
間に電圧差が存在するため、抵抗の不整合が、
アンプの見か
け上の電圧オフセットを仕様値よりも悪くすることがあります。
6409f
11
LTC6409
アプリケーション情報
帰還率の不整合によって発生する見かけ上の入力換算オフ
セットは、式（3）
から次のように求まります。
enRI2
単一5V電源のアプリケーションにLTC6409を用いた場合、
0.1%精度の抵抗を用い、同相入力を接地し、V OCMピンを
1.25Vにバイアスしたとき、最悪の場合、帰還率の不整合に
よって、1.25mVの見かけ上のオフセット電圧が発生する可能
性があります。
アンプの周囲の回路のバランスが十分に取れている場合に
は、
同相ノイズ
（enVOCM）
はアンプの差動出力ノイズを示す上
記の式には現れません。上記の式によるノイズとLTC6409の
帰還部品によって生じるノイズをプロットすると、図5のように
なります。
LTC6409の入力換算電圧ノイズを等価ノイズ抵抗で表すと
75Ωとなります。帰還ネットワークが抵抗から成り、
その抵抗
値が上記の値75Ωよりも大きい場合には、
出力ノイズは抵抗ノ
イズであって、
アンプのノイズは電流ノイズが主となります。一
方、帰還ネットワークが抵抗から成り、
その抵抗値が上記の
値75Ωよりも小さい場合には、
出力ノイズは電圧ノイズが主と
なります
（図5）。
enRF2
+
eno2
VOCM
–
in–2
enRI2
eni2
RI
RF
enRF2
6409 F04
図4. 簡略化されたノイズ・モデル
1000
NOISE DENSITY (nV/√Hz)
2
⎡
⎛ RF ⎞ ⎤
2
⎢eni • ⎜ 1+ ⎟ ⎥ + 2 • (in • RF ) +
R
⎝
⎠
I ⎦
eno = ⎣
2
⎛
R ⎞
2 • ⎜ enRI • F ⎟ + 2 • enRF2
RI ⎠
⎝
RF
in+2
VOSDIFF（APPARENT）≈（VCM−VOCM）• Δβ
ノイズおよびノイズフィギュア
LTC6409の電圧ノイズ密度と電流ノイズ密度は、差動入力換
算値で、
それぞれ1.1nV/√Hz、8.8pA/√Hzです。
アンプ自体が
発生するノイズに加えて、
周囲の帰還抵抗もノイズを発生させ
ます。簡略化されたノイズ・モデルを図4に示します。
アンプと帰
還部品の両方によって発生する出力ノイズは次の式で表され
ます。
RI
100
TOTAL (AMPLIFIER AND
FEEDBACK NETWORK)
OUTPUT NOISE
10
FEEDBACK
NETWORK
NOISE
1
0.1
10
100
1000
RI = RF (Ω)
10000
6409 F05
図5. LTC6409の出力ノイズと
帰還ネットワークのみによるノイズ
抵抗値を小さくすると必ずノイズは小さくなりますが、
その一
方で抵抗値を下げることは帰還ネットワークの出力に対する
負荷を増大させるため、歪みが大きくなります。逆に抵抗値
を大きくすると出力ノイズは増加しますが、出力への負荷が
軽くなって歪みが小さくなるのが一般です。
この理由により、
LTC6409を差動利得が1となるように構成するときは、少なくと
も150Ω以上の帰還抵抗を用いることを推奨します。
6409f
12
LTC6409
アプリケーション情報
enRI2
RI
RF
従って、最終的に、
ノイズフィギュアは次のように計算できま
す。
enRF2
in+2
RS
RT
⎛
eno2
NF = 10log ⎜ 1+
⎜
eno2(RS)
⎝
+
eno2
VOCM
enRS2
–
in–2
enRT2
enRI2
eni2
RI
RF
enRF2
6409 F06
図6. ソースと終端抵抗を含むさらに一般的なノイズ・モデル
⎞
⎟
⎟
⎠
ソース抵抗のノイズへの寄与を除いた総出力ノイズ
（eno）
の測
定値と、閉ループ利得（AV = RF/RI）
を1V/V、2V/V、5V/Vとし
たときのLTC6409のノイズフィギュア
（NF）
がどのようになるか
を図7に示します。図7の左側の回路は終端抵抗を用い、50Ω
のソース抵抗に整合させるためにトランスを用いていますが、
右側の回路では整合のためのトランスは使用していません。
簡略化のため、DCブロック・コンデンサとバイパス・コンデン
サは図には示していませんが、
これらはノイズには寄与しませ
ん。
ノイズフィギュア
（NF）
を計算する場合、
ソース抵抗とそれに
よって発生するノイズの寄与も考慮する必要があります。
図6に
ソース抵抗（RS）
を含めたアンプのノイズ・モデルを示します。
計算を一般化するには、終端抵抗（RT）
も計算に含め、
そのノ
イズへの寄与も考慮に入れます。
直線性を表すいろいろな指標の相互関係
直線性は多くのアンプのアプリケーションにおいて重要な検
討項目です。
このセクションでは、完全差動アンプの混変調歪
みと、RFブロックで一般に用いられる他の直線性の指標との
関係について説明します。
結局、RSのノイズへの寄与を除いた総出力ノイズ電力は次の
式で計算できます。
インターセプトポイントは、RF通信の分野においてシグナル
チェーン内のデバイス
（例えばアンプやミキサなど）
の混変調
歪みの指標として長く使用されてきた重要な設計基準です。
インターセプトポイントは、
ノイズフィギュアと同様に、
シグナル
チェーンの個々のインターセプトポイントを前後に結合してレ
シーバチェーンの全体的な性能を求めることができるので、
シ
ステムレベルの計算が簡素化されます。従来、
これらのシステ
ムでは、主にシングルエンドのRFアンプを、50Ωの環境で動作
するように設計された利得ブロックとして使用しています。
これ
はレシーバチェーンの他の部分でも同様です。
インターセプト
ポイントはdBm単位で表されるので、
これは関連するインピー
ダンスが50Ωであることを意味します。
2
⎡
⎛
⎞⎤
⎜
⎟⎥
⎢
R
F
⎟ ⎥ + 2 • ( i • R )2 +
eno2 = ⎢eni • ⎜ 1+
n
F
⎜
⎛ R T ||RS ⎞ ⎟ ⎥
⎢
⎟⎟⎥
⎜ RI + ⎜
⎢
⎝ 2 ⎠⎠
⎝
⎦
⎣
2
⎛
⎞
⎜
⎟
R
F
⎟ +2•e 2 +
2 • ⎜ enRI •
nRF
⎜
⎛ R T ||RS ⎞ ⎟
⎟⎟
RI + ⎜
⎜
⎝ 2 ⎠⎠
⎝
⎡
⎢e
⎢ nRT
⎣
⎞⎤
2RI ||RS
R ⎛
• F •⎜
⎟⎥
RI ⎝ R T + ( 2RI ||RS ) ⎠ ⎥
⎦
2
一方、RSによる出力ノイズ電力は次のようになります。
⎡
eno2(RS) = ⎢enRS
⎣
⎞⎤
R ⎛
2RI ||R T
• F •⎜
⎟⎥
RI ⎝ RS + ( 2RI ||R T ) ⎠ ⎦
2
ただし、LTC6409を出力インピーダンスが小さな差動帰還ア
ンプとして用いる場合には、RFアンプの場合とは異なり、50Ω
の抵抗負荷は不要です。
この差異はLTC6409のインターセプ
トポイントを評価するときに重要です。実際、LTC6409の出力
負荷が（各出力において）ADCの入力インピーダンスに非常
に近い値の200Ω∼1kΩであるときに、LTC6409の歪み特性は
最適となります。
6409f
13
LTC6409
アプリケーション情報
1.3pF
150Ω
1:4
50Ω
VIN
+
–
150Ω
+
600Ω
VOCM
–
150Ω
1:4
VIN
eno = 5.77nV/√Hz
NF = 10.43dB
VIN
VOCM
+
–
–
100Ω
1pF
0.4pF
0.8pF
–
50Ω
eno = 11.69nV/√Hz
NF = 8.81dB
500Ω
VIN
VOCM
+
–
–
50Ω
0.4pF
NF = 16.66dB
250Ω
+
50Ω
eno = 9.76nV/√Hz
200Ω
1pF
500Ω
NF = 17.59dB
200Ω
+
50Ω
eno = 5.88nV/√Hz
150Ω
100Ω
200Ω
VOCM
100Ω
150Ω
1pF
+
+
–
–
1pF
–
100Ω
VIN
VIN
VOCM
+
–
1.3pF
VOCM
1:4
NF = 14.41dB
+
50Ω
200Ω
100Ω
50Ω
eno = 4.70nV/√Hz
150Ω
1.3pF
+
+
–
150Ω
150Ω
100Ω
50Ω
1.3pF
250Ω
eno = 14.23nV/√Hz
NF = 13.56dB
6409 F07
0.8pF
図7. いろいろな閉ループ利得に対する、
ソースインピーダンスの整合を行った場合と行わない場合の
LTC6409の出力ノイズ測定値とノイズフィギュア
従って、
もし、ADCの入力を50Ω終端とした場合には、
システム
の性能が実際には劣化する可能性があります。
3次混変調歪み
（IMD3）
の定義を図8に示します。IMD3と出力
/入力3次インターセプトポイント
（OIP3/IIP3）
との関係を図式
的に表現すると図9のようになります。
この図と方程式（4）
とか
ら、混変調歪みに対するインターセプトポイントが定義できま
す。
OIP3 = PO +
IMD3
2
（4）
POは図9に示されているようにIMD3の測定を行っている2トー
ンのそれぞれの出力電力であって、dBm単位で次のように計
算できます。
⎛ V2
⎞
PDIFF
PO = 10log ⎜
–3 ⎟
⎝ 2 • RL • 10 ⎠
（5）
ここで、RLは差動負荷抵抗、VPDIFFはシングル・トーンの差動
ピーク電圧です。通常、混変調歪みの仕様は、
アンプの出力
の差動ピーク値が2V P-Pであるベンチマーク合成信号に対し
て規定されます。つまり、各シングル・トーンは1V P-Pであり、
6409f
14
LTC6409
アプリケーション情報
す。従って、
インターセプトポイントに関しては、LTC6409の出
力側から見たインピーダンスを考慮することが重要です。
∆f = f2 – f1 = f1 – (2f1 – f2) = (2f2 – f1) – f2
PO
POWER
PO
共通のインピーダンス・レベルを仮定すると、異なるタイプの
アンプ間で直線性の仕様を容易に比較することができます。
このため、LTC6409のインターセプトポイントは50Ωに正規化
した値で表してあります。
これが「電気的特性」の表において
OIP3がIMD3の絶対値の1/2よりも4dBm大きくなっている理
由です。
IMD3 = PS – PO
PS
PS
2f1 – f2 f1
f2
2f2 – f1
FREQUENCY
6409 F08
LTC6409の評価用ボード
（図12のDC1591A）
の上半分を用
いてIMD3とOIP3の測定を行う場合、
アンプの差動出力で見
られる電力が評価用ボードのシングルエンド出力に現れる電
力に適切に変換されることを確認してください。図10は評価
用ボードの上半分を等価回路として表現したものです。DCブ
ロック・コンデンサとバイパス・コンデンサはここでの解析に
は関係しないので、
この図では省略してあります。伝送ライン
のトランス
（主にインピーダンスの整合のために使用される）
は理想的な4：1のインピーダンス変換部と­1dBのブロック部
によってモデル化してあります。つまり、
トランスを理想的なト
ランス部分と挿入損失部分の2つに分けて表現してあります。
100Ωの抵抗をLTC6409のそれぞれの出力ピンに接続すると、
結果として200Ωの差動抵抗となり、反射R Lに対してインピー
ダンス整合を達成できます。
図8. IMD3の定義
POUT
(dBm)
1×
OIP3
PO
PS
IMD3
IIP3
3×
PIN
(dBm)
6409 F10
図9. グラフで表したIMD3とOIP3の関係
すでに述べたように、IMD3は、LTC6409の出力が2V P-Pの差
動ピーク
（すなわち10dBm）
のときに
（それぞれの出力ピン単
独で1VP-P（すなわち4dBm）
に相当）、測定されます。LTC6409
の出力
（図10におけるAの位置）から出力トランスの入力
（図
10のBの位置）
との間で1/2（つまり、­6dB）
だけ電圧が減衰
します。
この減衰は、Bの位置で見たR L • 4 = 200Ωの差動抵
抗と、LTC6409の出力に接続された2つの100Ωのマッチング
VPDIFF = 0.5Vとなります。関連したインピーダンスとしてRL =
50Ωを使うと、POの計算値はほぼ4dBmとなります。
式（5）からわかるように、
インピーダンスが高くなると、同じレ
ベルの混変調歪み特性でインターセプトポイントが低くなりま
CF
RF
RS
50Ω
+
–
VS
RT
1dB
LOSS
100Ω
RI
IDEAL
1:4
RT
LTC6409
IDEAL
A
B 4:1
100Ω
RI
C
1dB
LOSS
RL
50Ω
6409 F10
RF
CF
図10. LTC6409評価用ボードの上半分の等価回路図
6409f
15
LTC6409
アプリケーション情報
抵抗によって形成される200Ωとの間の抵抗分割器によって
起こるものです。従って、Bの位置における差動電力は10­6 =
4dBmとなります。
トランスの変換比が4：1で挿入損失が約1dB
であるため、Cの位置での電力（負荷RLへの電力）は4­6­1
= ­3dBmとなります。
このことから、評価用ボードの出力にお
ける電力が­3dBmのとき、
すなわちLTC6409の出力において
2VP-Pの差動ピーク
（すなわち10dBm）
が得られるときにIMD3
の測定を行えばよいことがわかります。
す。
これは、
これらの周波数においてアンプの直線性をより良く
して歪み特性を改善するという重要な利点を備えています。
このデータシートの
「標準的性能特性」
のセクションの
「周波
数応答と閉ループ利得」のグラフから、閉ループ利得（AV ）
が1のとき
（RI = RF = 150Ω）、f­3dBがおよそ2GHzであること
がわかります。一方、AV = 400（ R I = 25Ω、R F = 10kΩ）
では、
100MHzでの利得はほぼ40dB = 100V/Vであり、GBWの値は
10GHzです。
GBWとf­3dBの関係
利得帯域幅積（GBW）
と­3dB周波数（f­3dB）
の仕様は、
いず
帰還コンデンサ
れもLTC6409の速度に関する2つの異なる指標として
「電気的
LTC6409を低差動利得で用いるときには、多くの場合、各帰
特性」
の表に記載されています。GBWは、
アンプの利得を特定
還抵抗（RF）
に対して並列に帰還コンデンサ
（CF）
を接続する
の周波数（fTEST）
で測定し、利得とfTESTの積を計算すること
のが有利です。
このようにCFを用いると、
ポールとゼロのペア
によって求めることができます。利得を測定するには、fTESTに （通常はゼロ周波数がポール周波数よりも小さくなる）
が生成
おけるLTC6409の実現可能な利得が帰還ループによって制
され、
アンプの周りの帰還ループ利得に対して正の位相が加
限されないように十分に小さい帰還率（すなわちβ = R I（R
/ I＋
えられます。従って、適切に設定すれば、CFの追加によって位
RF））
を選び、測定値として、
アンプの開ループ利得が得られる
相マージンが増大し、帰還ループの安定応答が改善されま
ようにすることが必要です。
この条件が満たされている限り、 す。例えば、RI = RF = 150Ωでは、
ほとんどの一般的なアプリ
GBWはアンプの内部設計と補償のみに依存するパラメータ
ケーションに対して、CF = 1.3pFをそれぞれのR Fに並列に接
であり、
アンプ本来の速度能力を表すのに適切な指標です。
続することを推奨します。
この値を選択すると、閉ループ利得
対周波数応答のピーキングを妥当なレベル以下（< 1dB）
に保
一方、f­3dBは、
いろいろなアプリケーションにおいて実用上大
ちながらLTC6409のf­3dBの値を最大にできます。
また、0.1dB
事なパラメータであり、低周波数で得られる利得に比べて利
利得平坦性の周波数（f0.1dB）
が最大となります。
得が3dB小さくなる周波数を指します。f­3dBの値は、帰還率と
アンプの速度の両方に依存します。LTC6409は差動信号利得
もちろん、C Fの値は上記に限定されるわけではなく、
アプリ
が1（RI = RFすなわちβ = 1/2）
で安定して動作するように設計
ケーションに合わせていろいろな値を用いることが可能です。
されているので、
「電気的特性」
の表に示されているように、
こ
一般に、CFの値を大きくすると、周波数領域と時間領域の両
の利得を設定した場合に、最も大きなf­3dBの値が得られ、測
方でアンプのピーキング
（オーバーシュート）
が減少しますが、
定されます。
同時に閉ループ帯域幅（f ­3dB ）
も減少してしまいます。例え
ば、閉ループ利得（AV）
が5のとき、CF = 0.8pFとすると最大の
ほとんどのアンプでは、開ループ利得応答はクロスオーバー周
f ­3dBが得られます（このデータシートの「周波数応答と閉
波数より低い周波数の大部分において通常の単極ロールオ
ループ利得」
のグラフを参照）。一方、CF = 1.2pFを用いると、
フ特性を示し、GBWとf­3dBは近い値となりますが、LTC6409
時間領域においてオーバーシュートを示さないアンプ特性が
では意図的にGBWがf­3dBの値より大幅に大きくなるように
得られ、
これはアプリケーションによっては望まれる性質です。
補償しています。
このことは、低い周波数（例えば入力周波数
このセクションで検討した2つの回路はいずれもこのデータ
が標準で100MHzの場合）
では、
アンプの利得、
さらに、
それに
シートの
「標準的応用例」
に示されています。
従って帰還ループ利得が、
より大きな値になることを意味しま
6409f
16
LTC6409
アプリケーション情報
基板レイアウトとバイパス・コンデンサ
単一電源のアプリケーションでは、高品質の0.1μF||1000pFの
セラミック・バイパス・コンデンサを各V＋ピンとこれに最も近
いV­ピンの間に短い配線で直接接続することを推奨します。
V­ピン
（露出パッドを含む）
は、低インピーダンスのグランド・
プレーンに最短の配線で直接接続します。
デュアル電源（両電源）
では、
さらに、高品質の0.1μF||1000pF
のセラミック・バイパス・コンデンサを使って各V＋ピンをグラン
ドにバイパスし、
また同様に各V­ピンもグランドにバイパスす
ることを推奨します。
この場合も最短の配線で接続します。
大きな差動負荷（< 200Ω）
をドライブする場合には、最適な特
性を得るために、追加のバイパス容量が必要になることがあ
ります。
なお、
サイズの小さな
（例えば、0603）表面実装型セラ
ミック・コンデンサの自己共振周波数は、
リード付きコンデン
サと比較してはるかに高く、高速アプリケーションで最良の性
能を発揮することに注意してください。
安定応答の劣化を防ぐため、入力ピン＋IN、­INの浮遊容量
が最小となるようにプリント回路の接続配線を可能な限り短
くすることを強く推奨します。
このことは、帰還抵抗ネットワー
クの回路に500Ω以上の抵抗を用いてRI = RFとする場合に特
に重要です。
一方、
出力では、LTC6409の差動特性上、両方の出力から見
た負荷インピーダンスは
（それが意図的なものであってもある
いは浮遊インピーダンスであっても）可能な限り2つの出力ピ
ンの間でバランスがとれており対称であることが重要であるこ
とを忘れないでください。
このようにすることは、LTC6409がバ
ランスの取れた動作を維持するのに役立ち、偶数次高調波の
発生を最小に抑え、
また同相信号と同相ノイズの除去性能を
最大限に向上させます。
VOCMピンは少なくとも0.01μFの高品質セラミック・コンデンサ
を用いてグランド・プレーンにバイパスします。
これにより、外部
の、
あるいはデバイス内部のインピーダンス不整合によって、
V OCMピンの同相信号や同相ノイズが意図せず差動信号や
差動ノイズに変換されるのを防ぐことができます。
ADCのドライブ
LTC6409はグランド基準入力、差動出力、調整可能な出力同
相電圧を備えているので、差動入力ADCへのインタフェース
に最適です。
このようなADCは通常、単一電源で動作し、
こ
の電源電圧の中点近くが同相入力範囲の最適値となってい
ます。LTC6409はシングルエンドから差動への変換と同時に
同相レベルシフトを行うことによって、
このようなADCにインタ
フェースします。
ADCのサンプリング動作においては、ADCのサンプリング・コ
ンデンサのスイッチングの際に過渡状態が発生します。
このと
き、電荷がアンプとサンプリング・コンデンサとの間で転送さ
れる際に、
アンプの出力が一時的に短絡状態となります。
アン
プは、信号収集期間が終了する前に、
この負荷の過渡的な変
動から回復してセトリングし、入力信号の正しい値を表すこと
ができる状態になる必要があります。LTC6409は、
このような
周期的な負荷インパルスから急速に回復してセトリングするこ
とができます。
ドライバの出力とADCの入力の間のRCネット
ワーク
（図11参照）
がADCのサンプリング過渡をデカップリン
グします。
この容量がサンプリングの間に電荷の大半を供給
するのに役立ち、
またLTC6409の出力ピンに接続された2つの
抵抗がADCから注入される電荷を制動し減衰させます。
この
RCフィルタは、広帯域出力ノイズの帯域を制限するという利
点も備えています。一般的に、RCフィルタの時定数を大きくす
るほどSNRを改善できますが、
その一方でセトリング時間が
長くなります。
デカップリングRCネットワーク内の抵抗は少なく
とも10Ω以上とすることが必要です。
これらの抵抗は、負荷容
量からLTC6409の出力をデカップルする役割も持っています。
抵抗値が大きすぎると、
セトリング時間が不十分になります。
逆に抵抗値が小さすぎると、サンプリング動作における負荷
の過渡的変動を十分に減衰できず、
セトリングに必要な時間
が長くなります。16ビット・アプリケーションでは、通常、RC時
定数の少なくとも11倍が必要となります。歪みを最小にするに
は、
コンデンサには誘電吸収が小さなもの
（例えばC0G多層セ
ラミック・コンデンサ）
を選択してください。
6409f
17
LTC6409
アプリケーション情報
1.3pF
VIN
150Ω
150Ω
2
+IN
33.2Ω
1
–OUT
LTC6409
SHDN
SHDN
V–
3
V+
5V
4
V+
V+
VOCM
V+
9
5V
–
5
0.1µF||1000pF
V–
VOCM
V–
0.1µF
6
150Ω
–IN
150Ω
10Ω
0.1µF||1000pF
+
0.1µF||1000pF
CONTROL
V–
10
7
AIN+
39pF
10Ω
LTC2262-14
ADC
D13
•
•
D0
AIN–
VCM GND VDD
39pF
1.8V
1µF
8
+OUT
1µF
6409 F11
33.2Ω
100Ω
1.3pF
図11. ADCのドライブ
6409f
18
LTC6409
アプリケーション情報
R5
150Ω, 0.1%
C22
1.3pF
V+
J1
IN
T1
TCM4-19
1:4
XFMR MINI-CIRCUITS
Sd 3
R14
0Ω
4
C23
0.1µF
6 Pd
R13
OPT
C25
0.1µF
CT 2
4
P
S
1
R9
150Ω, 0.1%
C24
0.1µF
2
5
R10
150Ω, 0.1%
R12
300Ω
6
3
R11
300Ω
V+
–OUT
C19
0.1µF
LTC6409UDB
VOCM
–IN
SHDN
R3
100Ω
1
V–
V–
+OUT
7
T2
TCM4-19
4:1
XFMR MINI-CIRCUITS
1
S
C18
0.1µF
C29
0.1µF
P
R1
0Ω
4
2 CT
3
R2
OPT
Pd 6
Sd
J2
OUT
R4
100Ω
V–
11
10
8
VCM
C32
0.1µF
R15
OPT
R16
OPT
9
+IN
E2
V+
E4
VOCM
V+
C26
0.1µF
C28
0.1µF
SHDN1
1
DIS
2
3
EN
R17
10Ω
C27
1.3pF
R8
150Ω, 0.1%
JP1
CALIBRATION PATH
T3
TCM4-19
1:4
XFMR MINI-CIRCUITS
Sd 3
R18
0Ω
J3
CAL IN
C31
0.1µF
6 Pd
C30
0.1µF
CT 2
R19
OPT
4
P
S
C20
0.1µF
1
C14
0.1µF
R21
75Ω
R20
300Ω
R24
75Ω
T4
TCM4-19
4:1
XFMR MINI-CIRCUITS
1
S
R22
300Ω
R23
300Ω
C15
0.1µF
P
C21
0.1µF
R27
0Ω
4
2 CT
3
R26
OPT
Pd 6
Sd
R25
300Ω
C1
100pF
R28
150Ω, 0.1%
C2
0.01µF
C13
1.3pF
V+
4
J5
+IN
J6
–IN
R31
0Ω
R37
0Ω
V+
R33
150Ω, 0.1%
2
R32
OPT
R39 VOCM
150Ω, 0.1%
R38
OPT
C16
0.1µF
5
6
3
C3
0.1µF
9
V+
1
+IN
VOCM
SHDN
R34
50Ω
–OUT
LTC6409UDB
+OUT
7
V–
–IN
V–
V–
11
10
8
R40
50Ω
R36
0Ω
R35
OPT
R6
OPT
R7
0Ω
C4
0.47µF
J7
–OUT
C5
100pF
V+
J8
+OUT
R30
10Ω
C12
10µF
C17
1.3pF
R29
150Ω, 0.1%
JP2
C6
0.01µF
E1
V+
C7
0.1µF
C10
1000pF
C11
0.1µF
SHDN2
1
DIS
2
3
EN
J4
CAL OUT
C9
1000pF
C8
0.47µF
E3
GND
6409 F12
図12. 評価用ボードDC1591Aの回路図
6409f
19
LTC6409
アプリケーション情報
図13. 評価用ボードDC1591Aのレイアウト
6409f
20
LTC6409
標準的応用例
I/Q復調器のDC結合レベルシフト
C5
0.9pF
5V
LT5575
5V
5pF
I
RF IN
1900MHz
–10dBm
200mVP-P
65Ω
5V
LO
1920MHz
0dBm
5pF
Q
65Ω
5V
DC LEVEL
3.9V
5pF
65Ω
5V
DC LEVEL
3.4V
DIFF OUTPUT Z
130Ω| |2.5pF
–8.9dBm
227mVP-P
C1
10pF
R5
620Ω
DC LEVEL
1.25V
5V
R1
75Ω
R3
75Ω
R2
75Ω
C3
R4
12pF 75Ω
C2
10pF
+ –
3.4dBm
936mVP-P
–OUT
LTC6409
– +
+OUT
VOCM
1.25V
5pF
65Ω
R6
620Ω
IDENTICAL
Q CHANNEL
C4
0.9pF
6409 TA02
GAIN: 1.1dB
GAIN: 12.3dB
6409f
21
LTC6409
標準的応用例
LTC6409と50MHzローパス・フィルタを用いたシングルエンド信号から差動信号への変換
（1チャンネル分のみを表示）
3.3V
0.8pF
1.8V
0.1µF
SHDN
+OUT
474Ω
VOCM
75Ω
33pF
68pF
37.4Ω
180nH
150pF
180nH
+
B2 AIN1
O1A+ E8
–
O1A– E7
B1 AIN1
DCO+ G7
75Ω
B3
C2
0.8pF
66.5Ω
150pF
C1
F2
GND
F1
F3
G2
• • •
G1
N1
N2
DCO– G8
VCM12
AIN2+
FR+ H8
FR– H7
LTM9011-14
–
AIN2
AIN3+
AIN3–
VCM34
AIN4+
AIN4–
AIN8+
AIN8–
6409 TA03
CLK–
LTC6409
–
68pF
B6
OVDD
–OUT
180nH
CLK+
–IN
+
180nH
VREF
+IN
150Ω
37.4Ω
V+
VDD
C5
66.5Ω
49.9Ω
1.8V
474Ω
SENSE
INPUT
150Ω
P5 P6
6409f
22
LTC6409
パッケージ
UDBパッケージ
10ピン・プラスチックQFN
（3mm 2mm）
（Reference LTC DWG # 05-08-1848 Rev A）
0.25 ± 0.05
0.95 ± 0.05
0.65 ±0.05
2.50 ±0.05
1.10 ±0.05
0.75 ±0.05
0.90 ± 0.05
0.05 ± 0.05
DETAIL B
DETAIL B
パッケージの
外形
0.25 ± 0.10
0.25 ± 0.05
0.50 BSC
0.85 ± 0.05
3.50 ±0.05
推奨する半田パッドのピッチと寸法
0.40 ± 0.10
2.00 ± 0.05
3.00 ± 0.05
0.20 REF
0.90 ± 0.10
0.05 ± 0.10
DETAIL A
R = 0.13
TYP
8
10
0.70 ± 0.10
1
0.80 7
BSC 6
DETAIL A
2
0.50 ± 0.10 0.25 ± 0.05
0.50 BSC
0.75 ±0.05
5
3
0.60 ± 0.10
(UDB10) DFN 0910 REV A
底面図−露出パッド
側面図
0.00 – 0.05
NOTE：
1. 図はJEDECパッケージ外形とは異なる
2. 図は実寸とは異なる
3. すべての寸法はミリメートル
4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない
モールドのバリは
（もしあれば）各サイドで0.15mmを超えないこと
5. 露出パッドは半田メッキとする
6. 網掛けの部分はパッケージの上面と底面のピン1の位置の参考に過ぎない
6409f
リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は一切負い
ません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料はあくまでも参考資
料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。
23
LTC6409
標準的応用例
最大利得平坦性とオーバーシュートのない時間領域応答を実現するためのLTC6409の外部補償
1.3pF
0.1dB利得平坦性
0.5
150Ω
0.1µF 75Ω
PORT 1
50Ω
VOCM = 1.25V
0.1µF
PORT 2
50Ω
5V
150Ω
75Ω
150Ω
– +
LTC6409
+ –
150Ω
150Ω
0.1µF
0.1µF
0.3
1/2 AGILENT
E5071A
PORT 3
50Ω
0.2
GAIN (dB)
1/2 AGILENT
E5071A
0.4
PORT 4
50Ω
0.1
0
–0.1
–0.2
–0.3
150Ω
–0.4
–0.5
1.3pF
1
10
100
1000
FREQUENCY (MHz)
10000
オーバーシュートのない
ステップ応答
1.2pF
250Ω
50Ω
+
–
0.4VP-P
VIN
5V
50Ω
0.1µF VOCM = 1.25V
50Ω
– +
LTC6409
+ –
150Ω
150Ω
0.1µF
0.1µF
–OUT
TEKTRONIX
CSA8200 SCOPE
CHANNEL 1
50Ω
0.2V/DIV
0.1µF
CHANNEL 2
50Ω
49.9Ω
6409 TA04
+OUT
250Ω
2ns/DIV
1.2pF
関連製品
製品番号
説明
注釈
LTC6400-8/LTC6400-14/ 1.8GHz、低ノイズ、低歪み、差動ADCドライバ
LTC6400-20/LTC6400-26
240MHz、2VP-Pの合成出力でのIM3：­71dBc、IS：90mA、
AV：8dB/14dB/20dB/26dB
LTC6401-8/LTC6401-14/ 1.3GHz、低ノイズ、低歪み、差動ADCドライバ
LTC6401-20/LTC6401-26
140MHz、2VP-Pの合成出力でのIM3：­74dBc、IS：50mA、
AV：8dB/14dB/20dB/26dB
LTC6406/LTC6405
3GHz/2.7GHz 、低ノイズ、
レール・トゥ・レール入力差動アンプ/ドライバ
50MHz での歪み：­70dBc/­65dBc、IS：18mA、
ノイズ：1.6nV/√Hz、3V/5V電源
LTC6416
2GHz、低ノイズ、差動16ビットADCバッファ
300MHz、2VP-Pの合成出力でのIM3：­72.5dBc、
低消費電力：3.6V電源 で150mW
LTC2209
16ビット、160Msps ADC
SFDR：100dB、VDD：3.3V、VCM：1.25V
LTC2262-14
14ビット、150Msps、超低消費電力1.8V ADC
SFDR：88dB、低消費電力：149mW、VDD：1.8V、VCM：0.9V
6409f
24
リニアテクノロジー株式会社
〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F
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 LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2010