TOP264-271 TOPSwitch-JX ファミリー - Power Integrations - AC
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TOP264-271 TOPSwitch-JX ファミリー - Power Integrations - AC
TOP264-271 TOPSwitch-JX ファミリー ™ EcoSmart テクノロジーを採用した高効率 オフライン スイッチング電源用 IC ™ 製品ハイライト 低システムコスト、高い設計自由度 • 全負荷範囲で最大効率を実現するマルチモード PWM 動作 • 132 kHz 動作周波数により、 トランス及び電源が小型化 • 66 kHz 動作時には、 高効率に対応 • 外部設定可能な、 高精度カレントリミット • 最適化されたライン・フィードフォワードによる入力リップルの低減 • 周波数ジッタリングによる、 EMI フィルターコストの低減 • ソフトスタート機能内蔵により、 起動時の部品へのストレス低減 • 725 V 耐圧の MOSFET • 設計ディレーティング基準に容易に対応 優れた保護特性 オートリスタート機能により、過負荷時の電力を 3% 以下に低減 • 出力短絡保護 (SCP) • 出力過電流保護 (OCP) • 出力過負荷保護 (OPP) • 出力過電圧保護 (OVP) • 自動復帰型/ラッチ停止型保護に、 ユーザー設定可能 • 容易に AC 高速リセットに対応 • 一次側あるいは二次側センス双方に対応 • 低入力電圧検出 (UV) による、 ターンオフ時のグリッチを解消 • 過入力電圧 (OV) シャットダウンによる入力サージ耐量の拡大 • ヒステリシスを十分に確保した高精度過熱保護 (OTP) + DC 出力 - AC 入力 EcoSmart® – 高いエネルギー効率 • 10 W ∼ 245 W のアプリケーションに最適 • 全負荷範囲で高効率化 • 無負荷時消費電力が 265 VAC入力時、 100 mW以下 • 230 VAC入力時、 1 W の待機電力で 750 mW まで出力可能 V D CONTROL TOPSwitch-JX S X C F PI-5578-090309 図 1. 標準的フライバック回路 • 高機能パッケージ オプション • eDIP™-12 パッケージ： • 基板/金属板ヒートシンク使用時、 ユニバーサル入力で 43 W/ 117 W までの出力電力に対応 • 超薄型設計に対応する低背型形状 • 基板及びヒートシンクへの熱放散が可能 • 外付けヒートシンク取り付け時、 TO-220 と同等の熱抵抗対応 • eSIP™-7C パッケージ： • ユニバーサル入力で 177 W までの出力電力に対応 • 基板実装面積を最小限に抑えた垂直形状 • 金具を使った簡単な取り付けにより、 TO-220 と同等の熱抵抗 対応 • eSOP™-12 パッケージ： • ユニバーサル入力で 66 W までの出力電力に対応 • 超薄型設計に対応する低背型表面実装 • 露出パッドと SOURCE ピンによる基板への熱放散 • ウェーブ半田またはリフロー半田に対応 • DRAIN ピンの沿面距離を拡大 • ヒートシンクが SOURCE ピンに接続され、 EMI を低減 www.powerint.com eSIP-7C (E パッケージ) 図 2. eSOP-12 (K パッケージ) eDIP-12 (V パッケージ) パッケージ オプション 概要 TOPSwitch-JX は、低コストで 725 V パワー MOSFET、高電圧ス イッチング カレントソース、マルチモード PWM 制御回路、発振 器、過熱保護、保護回路及びその他の制御回路をワンチップに集 積しています。 一般的なアプリケーション ノートブックまたはラップトップ アダプタ • 汎用アダプタ • プリンタ • LCD モニター • セットトップ ボックス • PC または液晶テレビ スタンバイ • オーディオ アンプ • 出力電力定格 次ページを参照。 2011 年 10 月 TOP264-271 出力電力テーブル 製品5 基板上パターンによる放熱1 230 VAC ±15%4 85-265 VAC オープン オープン アダプタ2 アダプタ2 フレーム3 フレーム3 TOP264VG 21 W 34 W 12 W 22.5 W TOP264KG 30 W 49 W 16 W 30 W TOP265VG 22.5 W 36 W 15 W 25 W TOP265KG 33 W 53 W 20 W 34 W TOP266VG 24 W 39 W 17 W 28.5 W TOP266KG 36 W 58 W 23 W 39 W TOP267VG 27.5 W 44 W 19 W 32 W TOP267KG 40 W 65 W 26 W 45 W TOP268VG 30 W 48 W 21.5 W 36 W TOP268KG 46 W 73 W 30 W 50 W TOP269VG 32 W 51 W 22.5 W 37.5 W TOP269KG 50 W 81 W 33 W 55 W TOP270VG 34 W 55 W 24.5 W 41 W TOP270KG 56 W 91 W 36 W 60 W TOP271VG 36 W 59 W 26 W 43 W TOP271KG 63 W 102 W 40 W 66 W 製品5 金属 ヒートシンク 取り付け時1 230 VAC ±15%4 85-265 VAC オープン オープン アダプタ2 アダプタ2 フレーム3 フレーム3 TOP264EG/VG 30 W 62 W 20 W 43 W TOP265EG/VG 40 W 81 W 26 W 57 W TOP266EG/VG 60 W 119 W 40 W 86 W TOP267EG/VG 85 W 137 W 55 W 103 W TOP268EG/VG 105 W 148 W 70 W 112 W TOP269EG/VG 128 W 162 W 80 W 120 W TOP270EG/VG 147 W 190 W 93 W 140 W TOP271EG/VG 177 W 244 W 118 W 177 W テーブル 1. 出力電力テーブル 注： 1. 詳細については、 「応用時の重要検討項目」 を参照してください。 2. 周囲温度 50 °C、標準的な換気無しの密閉型アダプタでの最大連続電力。 3. 周囲温度 50 °C、 オープンフレーム設計時の最大連続電力。 4. 230 VAC あるいは 110/115 VAC の倍電圧。 5. パッケージ：E: eSIP-7C、V: eDIP-12、K: eSOP-12。 「品番コード体系表」 を参照してください。 2 Rev. E 10/11 www.powerint.com TOP264-271 DRAIN (D) 0 VC CONTROL (C) 内部電源 1 ZC - シャント レギュレータ/ エラー アンプ + 5.8 V 4.8 V + カレント リミット 設定 EXTERNAL CURRENT LIMIT (X) - 内部 UV コンパレータ 5.8 V IFB KPS(UPPER) + シャットダウン/ オートリスタート 停止ロジック 入力 検出 KPS(LOWER) ÷ 16 ON/OFF OVP OV/ UV DCMAX FREQUENCY (F) DCMAX 停止 SOURCE (S) 制御付き 起動 ゲートドライバ ソフト スタート ジッター付き 発振器 66k/132k カレントリミット コンパレータ 自動復帰型 過熱保護 機能 1V V + VI (LIMIT) VBG + VT VOLTAGE MONITOR (V) + ソフト スタート DMAX クロック S F 低減 Q R リーディング エッジ ブランキング F 低減 KPS(UPPER) KPS(LOWER) ソフト スタート IFB PWM IPS(UPPER) IPS(LOWER) オフ PI-4511-012810 図 3. SOURCE (S) 機能ブロック図 ピン機能の説明 DRAIN (D) ピン： 高耐圧パワー MOSFET のドレインピン。内部起動用バイアス電 流は、切り替え式高電圧電流源を通じ、 このピンから供給される。 内蔵カレントリミットのドレイン電流検出ポイント。 NO CONNECTION (NC) ピン： 内部接続されていない、 電位がフローティング状態のピンです。 E パッケージ (eSIP-7C) SOURCE ピンに 内部で接続する 露出パッド (裏面) CONTROL (C) ピン： デューティーサイクル制御用のエラーアンプとフィードバック電 流入力ピン。通常動作時は、 このピンに内蔵のシャントレギュレー タが内部バイアス電流を供給する。 また、電源バイパス容量及び オートリスタート/位相補償用コンデンサの接続ピン。 EXTERNAL CURRENT LIMIT (X) ピン： 外部カレントリミット設定、 リモート ON/OFF、デバイスのリセット の入力ピン。SOURCE ピンへ接続すると、 このピンの全ての機能 は無効になる。 このピンは、 フローティング状態のままにしないで ください。 12345 7 VXCF S D V パッケージ (eDIP-12) S 12 1V S 11 X2 S 10 C3 S9 F4 S8 S7 SOURCE ピンに 内部で接続する 露出パッド (底面) VOLTAGE MONITOR (V) ピン： OV、UV、DCMAX 圧縮機能付きラインフィードフォワード、出力過電 圧保護 (OVP) 及びリモート ON/OFF の入力ピン。SOURCE ピン に接続すると、 このピンの全ての機能は無効となる。 このピンは、 フローティング状態のままにしないでください。 6D K パッケージ (eSOP-12) V1 12 S X2 11 S C3 10 S F4 9S 8S FREQUENCY (F) ピン： スイッチング周波数選択の入力ピン：SOURCE ピンへの接続時 132 kHz、CONTROL ピンへの接続時は 66 kHz 動作となる。 この ピンは、 フローティング状態のままにしないでください。 SOURCE (S) ピン： 高電圧大電力用出力 MOSFET のソースピン。一次側の制御回路 のコモン及び基準ポイント。 SOURCE ピンに内部で 接続する露出パッド D6 7S PI-5568-061011 図 4. ピン配置図 (上面図) 3 www.powerint.com Rev. E 10/11 DC 入力電圧 V D CONTROL S 図 5. X RIL 12 kΩ For RLS = 4 MΩ VUV = 102.8 VDC VOV = 451 VDC DCMAX@100 VDC = 76% DCMAX@375 VDC = 41% C For RIL = 12 kΩ ILIMIT = 61% 78 スロープ = PWM ゲイン その他の抵抗値 (RIL) に ついては図 37 を参照し て異なる ILIMIT 値を選択。 入力ラインセンス及びカレントリミット外部設定 TOP264-271 機能説明 TOPSwitch-HXと同様に、TOP264-271 は高集積スイッチング電源 ICで、制御入力電流を MOSFET のドレイン出力のデューティーへ 変換する。通常動作では、図 6 にあるように CONTROL ピン電流 が増加するに伴い、MOSFET のデューティーサイクルは低減する。 従来の 3 端子 TOPSwitch の特長である、高圧起動、サイクル・バ イ・サイクル・カレントリミット、帰還補償回路、 オートリスタート、過 熱保護等に加えて、TOP264-271 は、 システムコストを削減し、電源 のパフォーマンスと設計自由度を向上させる機能を内蔵している。 特許である高耐圧 CMOS 技術により、高耐圧パワー MOSFET と 低電圧の制御回路を、廉価でワンチップへ集積した。 新たな機能のために 3 つのピン：FREQUENCY、VOLTAGE-MONITOR、 EXTERNAL CURRENT LIMITピンを利用する。TOP264-271 を TOPSwitch と同様の3端子モード動作をさせるには、 これらのピンを SOURCE ピンに接続する。 しかし、 この 3 端子モードの場合で も、TOP264-271 は、何らの外付け部品も要せずに、多くの新た な以下の機能、特長を持つ。 1. 内蔵の 17 ms のソフトスタートにより、起動時にピーク電流及 び電圧を制限するため、 ローレベルからハイレベルにカレント リミットと周波数をスイープさせ、ほとんどのアプリケーション に対してオーバーシュートを低減する。 2. 最大デューティーサイクル (DCMAX) が 78 % であり、入力コン デンサの小型化、低入力電圧対応、更に高出力電力を可能に する。 3. マルチモード動作により、全負荷領域で効率を最適化し、多出 力電源でも良好なクロスレギュレーションを維持する。 4. 132 kHz の高スイッチング周波数で、EMI に大きな影響を与 える事なく、 トランスを小さくできる。 5. 周波数ジッターにより、高出力電力時に、全周波数範囲におい て EMI を低減する。 6. ヒステリシス付き過熱保護により、過熱シャットダウン状態か ら自動復帰する。 7. ピンが削除またはフォーミングされており、DRAIN ピンとの充 分な沿面距離を確保。 CONTROL ピン電流 100 ドレイン ピーク電流 /カレントリミット比 (%) 4 MΩ RLS オートリスタート デューティ サイクル (%) VUV = IUV × RLS + VV (IV = IUV) VOV = IOV × RLS + VV (IV = IOV) 55 25 CONTROL ピン電流 全周波数モード 132 発振周波数 (kHz) + PI-5579-111210 TOP264-271 可変 周波数 モード 66 低周波数 モード マルチサイクル 変調 ジッター 30 ICD1 IB IC01 IC02 IC03 ICOFF CONTROL ピン電流 PI-5665-110609 図 6. CONTROL ピン特性 (マルチモード動作) 8. オートリスタート時のデューティーサイクル及び周波数低下に よる、オープンループ、出力短絡あるいはレギュレーション範 囲を外れた時に電源と負荷の保護を強化。 9. 高精度な I2f 電力係数、 カレントリミット低減、PWM ゲイン、 及び過熱保護シャットダウン・スレッシュホールド。 VOLTAGE-MONITOR (V) ピンは、通常 4 MΩ の抵抗を介して整 流後の高圧 DC バスに接続、ラインセンシングし、OV、UV、そして DCMAX 圧縮機能付きデュアルスロープ・ライン・フィードフォワード の機能動作となる。このモードでは、抵抗値が OV/UV のスレッシュ ホールドを決定し、DCMAX はデュアルスロープでリニヤーに減少す る事で、ラインリップルを更に改善する。更に、ラッチタイプある いは自動復帰タイプ出力過電圧保護 (OVP) に対するスレッシュホー ルドにもなる。このピンはまた、IUV スレッシュホールド機能を使用 する事で、リモート ON/OFF としても動作する。 4 Rev. E 10/11 www.powerint.com TOP264-271 EXTERNAL CURRENT LIMIT (X)ピンは、通常、抵抗を介して SOURCE ピンに接続し、 カレントリミット値を動作ピーク電流に 近い値に外部から調整できる。 さらにこのピンは、 リモート ON/ OFF としても動作する。 FREQUENCY (F) ピンは SOURCE ピンに接続してスイッチング 周波数を規定値の 132 kHz に設定する。CONTROL ピンに接続 すると、66 kHz のオプション動作を選択できる。 このピンをオープン のままで使用する事は、推奨しない。 CONTROL (C) ピン動作 CONTROL ピンのインピーダンスは低く、電源電流とフィードバッ ク電流の両方が流入する。通常動作では、 シャントレギュレータ が、供給電流からフィードバック信号を分離する。CONTROL ピン 電圧 VC は、MOSFET のゲートドライブ回路を含めた制御回路 への供給電圧である。外部バイパスコンデンサは、CONTROL と SOURCE ピンのできるだけ近い所に配置し、瞬時のゲート ドライブ電流を供給しなければならない。 またこのピンの総容 量は、制御ループ補償及びオートリスタートのタイミングも設 定する。MOSFET がオフ状態の起動時、DRAIN ピンに電圧が 供給されると、内部で DRAIN ピンと CONTROL ピンの間に接 続された電流源を通じ、CONTROL ピンコンデンサが充電され る。CONTROL ピン電圧 VC が 5.8 V に達した時、制御回路は動 作を開始し、 ソフトスタートを始める。 ソフトスタート回路は、 ドレ インピーク電流とスイッチング周波数を起動時の値から上げて いき、約 17 ms で最大ドレインピーク電流と最大周波数になる。 もし、 ソフトスタート期間の終わりまでにフィードバックや供給電 流が CONTROL ピンに供給されない場合、高圧電流源はオフし、 制御回路に供給される電流により、CONTROL ピンは放電を始め る。電源設計に誤りが無く、オープンループや出力ショート等の故 障状態は存在しなければ、 CONTROL ピン電圧が低スレッシュホー ルド電圧の 4.8 V (内部電源の低電圧ロックアウト・スレッシュホー ルド値) まで放電する前に、 フィードバックループは閉じ、外部 CONTROL ピン電流が供給される。CONTROL ピンに外部から電 流が供給され、 シャント レギュレータ電圧が 5.8 V になると、チッ プの所要電流を超えた電流は、図 3 にあるようにカレントミラーを 通じ、SOURCE へ分流される。 この NMOS カレントミラーを流れる 電流は、MOSFET のデューティーサイクルを制御し、閉ループ制 御を行う。 シャントレギュレータは、有限低出力インピーダンス (ZC) のため、一次側フィードバック回路動作では、エラーアンプのゲ インを設定する。CONTROL ピンのダイナミックインピーダンス (ZC) は、外部 CONTROL ピンコンデンサと共に制御ループのメ インポールを設定する。 オープンループや出力ショートのような故障状態が CONTROL ピンへの外部からの電流供給を妨げている場合、CONTROL ピン コンデンサは、4.8 V 方向へ放電する。4.8 V になった時、オートリ スタートモードになり、MOSFET はオフし、制御回路は低電流ス タンバイモードになる。図 8 に示すように、高圧電流源はオンし、 再び外付けコンデンサを充電する。電流源がオン・オフする事で、 内蔵ヒステリシス付き低電圧コンパレータは、VC を 4.8 V と 5.8 V の間に保持する。オートリスタート回路は 16 分周のカウンター で、充放電が 16 サイクル終了するまで、MOSFET をオフに保持 する。16 分周カウンターがフルカウント (S15) に到達して、 ようや く MOSFET がオンする。オートリスタートのデューティーサイクル は 2 % なので、TOP264-271 の MOSFET の消費電力は、 ごく小 さく抑えられる。オートリスタート・モードは、出力電圧が再び正常 に制御されるまで継続する。 発振器とスイッチング周波数 内蔵の発振器は、二つの異なった電圧間での内蔵コンデンサを リニヤーに充放電させ、PWM 用のノコギリ波を生成する。発振 器は、各サイクルの初めに、PWM/カレントリミット・ラッチをセッ トする。 基本 EMI 周波数を 150 kHz 以下に抑えつつ、 トランスのサイズをで きるだけ小さくするために、 スイッチング周波数を 132 kHz (typ.) にした。FREQUENCY ピンを CONTROL ピンにショートすると、 周波数は 66 kHz になり、 ノイズに敏感なビデオ機器でのノイズ 対策に有効となり、 スタンバイモードでは効率を改善する。そうで ない場合、FREQUENCY ピンは SOURCE ピンに接続し、既定値 の 132 kHz で動作させる。 さらに、図 7 のように EMI のレベルを下げるためにスイッチング 周波数を 250 kHz (typ.) 周期で、66 kHz 動作時には ±2.5 kHz、 132 kHz 動作時には ±5 kHz のジッター (周波数変調) をさせてい る。制御が固定ピークドレイン電流可変周波数モードに入ると、 ジッ タリング動作はオフとなる。 パルス幅変調 (PWM) PWM は、CONTROL ピンに流れ込む電流の内、内部消費電流を 超過した電流量に反比例したデューティーサイクルで MOSFET を 駆動するマルチモード制御である (図 6 参照)。超過電流の形で現 れるフィードバックエラー信号は、内部で MOSFET ゲートドライ バーにより発生する、チップ供給電流内のスイッチング ノイズに よる影響を軽減するために、 コーナー周波数 7 kHz の RC 回路で フィルタされる。 電源の効率を最適化するために、4 つの異なるコントロールモー ドで動作する。最大負荷時には最大周波数で動作し、負荷が軽く なるにつれ、自動的に動作モードが移行する。まず可変周波数 PWM モードになり、その後低周波数 PWM モードとなる。更に軽 負荷になると、制御動作は PWM からマルチサイクル変調となる。 モード毎で動作は異なるが、各モード間の移行はスムーズで、デュー ティーサイクルと CONTROL ピン電流の関係は簡素化され、図 6 のように、3 つの PWM モードで動作します。各モード間の移行 動作については、以下で詳細に説明します。 最大周波数 PWM モード：CONTROL ピン電流 (IC) が IB 以下にな ると、最大周波数 PWM モードとなる。このモードでは、平均スイッ チング周波数は fOSC と同一になる (外部にて 132 kHz あるいは 66 kHz に設定変更可能)。IC が増加し IB を超えると、オン時間が減少し、 デューティサイクルが DCMAX から下がる。この動作は、他の全ての TOPSwitch ファミリーの PWM 制御と同様です。サイクル・バイ・ サイクルのピークドレイン電流が kPS(UPPER) × ILIMIT (set) 以上の場合 のみ、TOP264-271 はこのモードで動作する。kPS(UPPER) が 55 % (標 準値) で、ILIMIT (set) が X ピンを介して外部から設定されたカレントリ ミットです。 可変周波数 PWM モード：電源の負荷が小さくなり、ピークドレイン 電流が kPS(UPPER) × ILIMIT (set) より小さくなった場合、可変周波数PWM モードに移行し、徐々に周波数ジッターは停止する。このモードで は、ピークドレイン電流は kPS(UPPER) × ILIMIT (set) で一定となり、スイッ チング周波数は初期最大周波数 fOSC (132 kHz あるいは 66 kHz) か ら最小周波数 fMCM(MIN) (30 kHz、標準値) へ低下する。デューティーサ イクル低減はオフ時間を広げる事で行われる。 5 www.powerint.com Rev. E 10/11 スイッチング 周波数 PI-4530-041107 TOP264-271 fOSC + fOSC - 4 ms VDRAIN 時間 図 7. スイッチング周波数ジッター (模擬化された VDRAIN 波形) 最小周波数 PWM モード：スイッチング周波数が最小周波数 fMCM(MIN) (30 kHz、標準値) に達した場合、PWM モジュレーターは最小周 波数 PWM モードへ移行する。このモードでは、スイッチング周波 数は fMCM(MIN) に固定され、最大周波数 PWM モードと同様 ON 時 間が減少し、デューティーサイクルは低下する。ピークドレイン電 流は kPS(UPPER) × ILIMIT (set) の初期値から kPS(LOWER) × ILIMIT (set) の最 小値まで低下する。但し、kPS(LOWER) は 25 %(標準値)、ILIMIT (set) は X あるいは M ピン経由で外部からセットされたカレントリミットと する。 マルチサイクル変調モード：ピークドレイン電流は、kPS(LOWER) × ILIMIT (set) に下がるとマルチサイクル変調モードとなる。 このモードでは、各 ターンオン時に、 ピークドレイン電流を kPS(LOWER) × ILIMIT (set)、 スイッ チング周波数を fMCM(MIN) として (30 kHz の 4 あるいは5連続パルス)、 TMCM(MIN) の期間スイッチングを行い、CONTROL ピン電流が IC(OFF) 以下になるまでオフとなる。 このモードの動作では、 ピークドレイン 電流を低く抑えるだけで無く、最低高調波周波数を 6 kHz から 30 kHz の間に抑える。 このようにトランスの共振周波数を避ける 事で、全ての潜在的なトランスの音鳴りを大幅に抑制できる。 最大デューティ サイクル 最大デューティーサイクル DCMAX は、初期値として 78% (標準値) にセットされている。しかし、VOLTAGE-MONITOR ピンを最適な 抵抗 (4 MW) を介し、DC 整流バスに接続する事で、最大デュー ティーサイクルは、デュアルゲインスロープに於いて入力電圧が 88 V から 380 V に上昇すると、78 % から 40 % (標準値) に下げ る事ができる。 エラー アンプ 一次側フィードバック回路では、 シャントレギュレータはエラーアン プとしても機能する。 シャントレギュレータ電圧は、温度補償され たバンドギャップ・リファレンスから精度良く供給される。エラー アンプのゲインは、CONTROL ピンのダイナミックインピーダンス ZC によってセットされる。CONTROL ピンは、外部回路の信号をVC にクランプする。供給電流を超えた CONTROL ピン電流は、 シャント レギュレータで分割され、 フィードバック電流は IFB となり、パルス 幅制御を行う。 外部設定機能付き内蔵カレントリミット サイクル・バイ・サイクル・カレントリミットは、出力 MOSFET のオン 抵抗を検出抵抗として利用している。 カレントリミット・コンパレー タが、MOSFET の ON 時のドレイン - ソース電圧とスレッシュホー ルド電圧を比較する。 ドレイン電流が大きいと VDS(ON) はスレッ シュホールド電圧を超え、次のサイクルが始まるまで MOSFET を オフする。 カレントリミット・コンパレータ・スレッシュホールド電 圧は、MOSFET の RDS(ON) の温度変化を補正しており、その温度バ ラツキは 非常に小さい。TOP264-271 のカレントリミット値は、内 部で予め設定されているが、EXTERNAL CURRENT LIMIT (X) ピン とSOURCE ピンの間に抵抗を挿入する事で、既定値の 30 % か ら 100 % の間に、外部から設定できる。低いカレントリミット値に 設定すると、所要電力に対して大きな TOP264-267 を使う事にな るが、 より低いオン抵抗となり効率が改善し、ヒートシンクを小さ くできる。別の抵抗を EXTERNAL CURRENT LIMIT (X) ピンと DC バスの間に接続すると、入力電圧の上昇に対しカレントリミットが 下がり、入力電圧変動に対するパワーリミッティング動作をする。 RCD クランプでは、 この方法により高入力電圧時に最大クランプ 電圧が下がり、 さらにクランプ回路の消費電力の低減と同時に跳 ね返り電圧の高いトランス設計ができる。 リーディングエッジ・ブランキング回路は、MOSFET がオンした後 の短時間、 カレントリミット・コンパレータを停止させる。電源が正 しく設計されていれば、一次側のキャパシタンスと二次側ダイオー ドの逆回復時間が引き起こすスパイク電流が、 スイッチングパル スの誤停止を起こす事はない。 リーディングエッジ・ブランキング 時間のすぐ後では、 カレントリミット値が低くなる。 これは、 MOSFET のダイナミック特性によるものである。起動及び異常動 作時、 スイッチング周波数を下げる事で、過大なドレイン電流が 流れる事を防ぐ。 低入力電圧検知 (UV) 起動時、UV は入力電圧が UV スレッシュホールドに到達するま で、TOP264-271 をオフに保つ。電源オフ時、UV は出力がレギュ レーションをはずれた後、オートリスタートしようとするのを防ぐ。 待機電源のようなアプリケーションの場合、大容量の入力コンデン サの放電に時間がかかる場合に起きる、電源オフ時のグリッチが 無くなる。VOLTAGE-MONITOR ピンと DC バスとの間に抵抗を 入れ、起動時の UV スレッシュホールド値を設定する。一旦電源 が正常に起動すれば、UV スレッシュホールド値は、初期の UV ス レッシュホールド値の 44 % まで低くなり、動作入力電圧範囲を 広くできる (UV 低スレッシュホールド)。 もし電源動作中にレギュ レーションが外れていないのに、UV 低スレッシュホールドをトリ ガーした場合、TOP264-271 は再び UV (高スレッシュホールド) に到達するまで、オフし続ける。 もし UV 低スレッシュホールドに 達する前に電源のレギュレーションを外れた場合、 デバイスはオー トリスタートになる。オートリスタートの最後で (S15) 、UV コンパ レータはイネーブルとなる。 もし高スレッシュホールドを超えない 場合、MOSFET の次のサイクルはディゼーブルとなる (図 8 参照)。 UV 機能は、OV 機能とは独立してディゼーブルする事もできる。 6 Rev. E 10/11 www.powerint.com TOP264-271 ~ ~ ~ ~ VUV ~ ~ ~ ~ ~ ~ VLINE 0V S15 S14 S13 S12 S0 S14 S15 S13 S12 S0 S15 S15 5.8 V 4.8 V ~ ~ ~ ~ 0V S0 ~ ~ S13 S12 ~ ~ S14 ~ ~ S15 VC ~ ~ VDRAIN 0V VOUT 1 2 3 注：S0 ∼ S15 はオートリスタート カウンタの出力状態 図 8. ~ ~ ~ ~ ~ ~ 0V 2 4 PI-4531-121206 (1) 起動、(2) 通常動作、(3) オートリスタート、(4) 電源オフ 各々の標準波形 過入力電圧シャットダウン (OV) UV に使用される抵抗で、過入力電圧スレッシュホールドもセット する。すなわち、一旦 OV 検出値を超えた場合、TOP264-271 のス イッチングを即座に停止させる (一つのスイッチングサイクルの終 了後)。この状態が 100 ms 以上継続すると、TOP264-271 の出力 はオフとなる。ノイズによる誤動作を防ぐため、OV スレッシュホー ルドよりわずかでもヒステリシスを超え、入力電圧が通常値に戻る と、ステートマシンは S13 にセットされ、TOP264-271 はスイッチン グを再開する前にオートリスタートモードに入る。OV と UV スレッ シュホールドの比は、図 9 にあるように 4.5 にあらかじめセットさ れている。MOSFET がオフすると、ドレインに跳ね返り電圧とリー ケージスパイクがないため、整流 DC 電圧のサージ耐量は MOSFET の定格 (725V) まで可能となる。OV 機能は UV と独立 してディゼーブルにする事もできる。 TOP264-271 の無負荷時電力を下げるため、V ピンは非常に小さ い電流で動作する。これにより、基板設計時にノイズによる誤動 作を防ぐため、レイアウトに関して注意が必要となる。V ピンに接 続される部品及びパターンは、スイッチング電流が流れるパターン に近づけてはならない。これは、ドレイン、クランプ回路、バイア ス巻線のリターン、あるいはそれ以外のコンバータの電力パターン も含む。入力ラインセンス機能を使用する場合、V ピンのノード領 域を最小限に抑えるため、センス抵抗は V ピンから 10 mm 以内 の場所に配置する。入力センス抵抗パターンは、直接 DC バスの パターンに接続する。外付けコンデンサは、V ピンに関係する機能 に誤動作を生じさせるので、接続しない。 ヒステリシス付きあるいはラッチタイプ出力過電圧保護 (OVP) ヒステリシス付き、 あるいはラッチタイプの出力過電圧保護 (OVP) は、入力ライン過電圧保護のトリガーを通じ検出される。V ピン電 圧は 0.5 V に低下し、 コントローラは電圧の低下直後、外部に接 続されているインピーダンスを測定する。IV が IOV(LS) (336 mA 標準値) を 100 ms 以上超えた場合、TOP264-271 はラッチタイプ OVP とな り、永久にラッチ停止となる。IX が IX(TH) = -27 mA (typ) を超えるか、 あるいは VC が起動リセットスレッシュホールド (VC(RESET)) 以下に なった場合のみリセットがかかり、通常動作に戻る。IV が IOV(LS) 以 下か、100 ms 以内の場合、TOP264-271 は入力ライン過電圧とな り、ヒステリシス付き OVP となる。 この動作は、 この前のセクション で説明した、入力ライン過電圧シャットダウンと同じである。 フィー ドバックの欠落による異常発生時、出力電圧は通常の電圧から急 激に上昇し、 これによりバイアス巻線の出力電圧も上昇する。バイ アス巻線の出力と、V ピンとの間に接続されたツェナーダイオー ドの定格電圧と V ピン電圧の和を、バイアス巻線電圧が超え、V ピンに IV を超える電流が流れると、OVP にトリガーがかかる。 負荷が大きい場合や、入力電圧が低い場合、オープンループになっ ても出力電圧が大きく上昇しない場合がある。このような場合、 負荷や入力条件が変わるまで、ラッチ停止にはならない。しかしな がら、入力や負荷条件が変わった時には出力電圧の上昇を防ぐ、 本来の保護動作となる。TOP264-271 を使った、通常の一次側セン ス OVP 保護では、12 V 出力がオープンループ時に 20 V 以上に 上昇する事を防ぐ。より精度が必要な場合、二次側センス OVP を 推奨する。 7 www.powerint.com Rev. E 10/11 TOP264-271 DCMAX 圧縮機能付きライン・フィードフォワード UV と OV に使用する同じ抵抗は、 ライン・フィードフォワード機能 も可能にし、出力ラインリップルを少なくし、電源出力の入力ライン 変動に対する影響を抑える。注：CONTROL ピン電流が同じ場合、 入力電圧が高いとデューティーサイクルは小さくなる。 また DCMAX は、電圧が UV より少し低いところでの 78 % (typ.) から OV での 36 % まで減少する。高入力電圧時の DCMAX 36 % は、通常動作で の TOP264-271 の電力能力が、 この機能のために制限されない ように設定した。TOP264-271 は 2 つの低減スロープにより、理 想的なフィードフォワード特性を示す。すなわち、195 V 以下のバ ス電圧に対し、 1 mA あたり -1 % (4 MW のラインインピーダンスの 標準値)、 更に 195 V 以上の場合は、 1 mA あたり -0.25 % とする。 リモート ON/OFF TOP264-271 は、VOLTAGE-MONITOR ピンへの電流流入量、ま たは EXTERNAL CURRENT LIMIT ピンを制御する事でオン/オフ させる事ができる。更に VOLTAGE-MONITOR ピンは、そのピン に接続された 1 V のコンパレータを持ち、この電圧スレッシュホー ルドにより、リモート ON/OFF コントロールを行う事もできる。 リモート ON/OFF は、 スタンバイや TOP264-271 をオフさせ、そ れを長時間、低消費電力状態に保持する電源スイッチとしても使 える。 もし TOP264-271 が CONTROL ピン電圧が内部供給電圧 の下限のスレッシュホールドである 4.8 V まで放電する時間、 リ モート・オフ状態が続いた場合 (CONTROL ピンコンデンサが 47 µF では約 32 ms)、CONTROL ピンはヒステリシス・モードに入る。 こ のモードでは、CONTROL ピンは 4.8 V と 5.8 V の間で充放電を 繰り返し (上記、CONTROL ピン動作説明の項を参照)、高圧 DC 入力は完全にオフ状態で、非常に少ない消費電力となる (X ピン がオープンで、入力電圧が 230 VAC の場合、100 mW)。 この後、 TOP264-271 がリモート・オンした時、CONTROL ピンが 5.8 V ま で上昇し、通常のソフトスタートで起動する。最悪の場合のリモー ト・オンから起動までの遅れは、CONTROL ピンのフル充放電サ イクルと同等で、それは CONTROL ピンコンデンサが 47 µF の 場合、約 125 ms である。 この低消費リモート・オフにより、高価で 信頼性の低いメカ・スイッチは不要となる。 さらに、インクジェット やレーザープリンタで要求される、マイコンによるオン/オフ制御 も可能となる。 VOLTAGE-MONITOR ピン、EXTERNAL CURRENT LIMIT ピン が、OV や UV、リモート ON/OFF 信号を受けて、出力をディゼーブ ルした時、必ずその電流スイッチングサイクルを完了させた後、オ フされる。 VOLTAGE MONITORピンと EXTERNAL CURRENT LIMIT ピンの組み合わせ表* 図番号 13 3 端子動作 3 低入力電圧 (UV) 過入力電圧 (OV) ライン フィードフォワード (DCMAX) 出力過電圧保護 (OVP) 14 15 16 3 3 3 3 3 3 3 3 17 18 20 21 3 過負荷時電力制限 (OPP) 外部カレント リミット 19 3 リモート ON/OFF デバイス リセット 3 3 3 3 3 3 3 高速 AC リセット AC 低入力電圧停止 22 23 3 3 3 3 3 3 3 3 3 3 24 3 3 3 *このテーブルは、VOLTAGE MONITOR ピンと EXTERNAL CURRENT LIMIT ピンの可能な組み合わせの一部のみを紹介している。 テーブル2. VOLTAGE MONITOR (V) ピンと EXTERNAL CURRENT LIMIT (X) ピンの組み合わせ 8 Rev. E 10/11 www.powerint.com TOP264-271 X ピン V ピン IUV IREM(N) IOV IOV(LS) (イネーブル) 出力 MOSFET スイッチング (非ラッチタイプ) (ラッチタイプ) (ディゼーブル) 電源出力が 制限を超えると ディゼーブルになる I ILIMIT (デフォルト) カレント リミット I DCMAX (78%) 最大デューティ サイクル I VBG ピン電圧 -250 -200 -150 -100 -50 0 25 50 75 100 125 336 I X 及び V ピン電流 (µA) 注：この図は標準的なパフォーマンス値の理想化された機能特性を示しています。測定データについては、 データ シートのパラメトリック テーブル及び標準パフォーマンス特性のセクションを参照してください。各機能ピンの動作の詳細は、 データ シートの「機能の説明」 セク ションを参照してください。 PI-5528-060409 図 9. VOLTAGE MONITOR ピン、EXTERNAL CURRENT LIMIT (V/Eパッケージ) ピンの特性 ソフトスタート 最大周波数 PWM モードへ移行する前、最小周波数 PWM モード から可変周波数 PWM モードでの動作に移行し、17 ms のソフト スタートが、 ドレイン電流とスイッチング周波数をリニアに最小値 から最大値に変化させる。起動時以外にも、オートリスタートでの 再起動、 リモート・オフや過熱シャットダウン時の CONTROL ピン 電圧 (VC) のヒステリシス状態が終了した後の再起動の時にも、 ソ フトスタートは機能する。 この機能は、起動時の MOSFET、 クラン プ回路、出力ダイオードにかかる電流・電圧ストレスを軽減する。 さらに、起動時の出力のオーバーシュートを小さくし、 トランスの 飽和も防ぐ。 シャットダウン/オートリスタート (OCP、SCP、OPP) 過電流 (OC)、出力短絡 (SC) あるいは出力過電力 (OP) 等、電源の 故障状態における TOP264-271 の消費電力を抑えるため、出力 がレギュレーションをはずれた場合、 シャットダウン/オートリスター ト回路は、2 % (typ.) のオートリスタートデューティーサイクルで 電源をオン/オフする。 レギュレーションがはずれると、CONTROL ピン動作の項で説明したように、VC はシャントモードから上述のヒス テリシスモードへ切り替わる。故障状態が回復したとき、電源出力は 安定化され、VC はシャントモードに戻り、電源も正常動作に戻る。 9 www.powerint.com Rev. E 10/11 TOP264-271 自動復帰タイプ過熱保護機能 (OTP) MOSFET のジャンクション温度が過熱シャットダウン温度 (142 °C typ.) を 超えると、高精度アナログ回路が MOSFET をオフさせる過熱保 護機能を内蔵している。 ジャンクション温度がヒステリシス (自動復 帰) 温度まで低下したとき、通常動作に自動復帰する。75 °C (typ.) という大きなヒステリシスなので、過熱状態の繰り返しによるプリン ト基板の過熱を回避できる。電源がオフした時、VC はヒステリシス・ モードで、CONTROL ピンは 4.8 V と 5.8 V (typ.) のノコギリ波と なる。 バンドギャップ・リファレンス TOP264-271 の重要な内部電圧はすべて、温度補償されたバン ドギャップ・リファレンス回路から供給される。 このリファレンス は、 スイッチング周波数、MOSFET ゲートドライブ電流、 カレント リミット、 ライン OV/UV スレッシュホールドを高精度に設定する ようトリミングされた基準電流の生成にも使用される。TOP264-271 では回路を改善し、上記のパラメータの絶対公差と温度特性を改 善した。 高圧バイアス電流源 この電流源は、DRAIN ピンから TOP264-271 をバイアスし、起動 時やヒステリシス動作時の CONTROL ピンコンデンサを充電す る。オートリスタート、 リモート・オフ、過熱シャットダウン時にも、 ヒステリシス動作になる。 この動作モー ドでは、電流源は約 35 % の実効デューティーサイクルでオン/オフする。 このデューティーサ イクルは、CONTROL ピン充電電流 (IC) と放電電流 (ICD1+ ICD2) の 比で決まる。 この電流源は、MOSFET がスイッチングしている通 常動作では、オフしている。電流源のスイッチングは、DRAIN 電圧 波形に多少影響が見られるかもしれないが、それは正常である。 10 Rev. E 10/11 www.powerint.com TOP264-271 CONTROL (C) 200 µA (負電流検出 ― ON/OFF、 カレントリミット調整、OVP ラッチ リセット) VBG + VT EXTERNAL CURRENT LIMIT (X) (電圧検出、ON/OFF) VOLTAGEMONITOR (V) VREF 1V (正電流検出 ― 低電圧、過電圧、 ON/OFF、最大デューティサ イクル低減、出力過電圧保護) 400 µA PI-5567-030910 図 10. VOLTAGE MONITOR (V) ピン、EXTERNAL CURRENT LIMIT (X) ピンの入力回路概略図 11 www.powerint.com Rev. E 10/11 TOP264-271 FREQUENCY (F) ピンの標準的な使用例 + + DC 入力電圧 DC 入力電圧 D CONTROL S D CONTROL C S F - 最大周波数動作 (132 kHz) F PI-2655-071700 PI-2654-071700 図 11. C 図 12. ハーフ周波数動作 (66 kHz) 12 Rev. E 10/11 www.powerint.com TOP264-271 VOLTAGE MONITOR (V) ピンと EXTERNAL CURRENT LIMIT (X) ピンの標準的な使い方 V パッケージ (eDIP-12) + E パッケージ (eSIP-7C) VXC FS S 12 D DC 入力電圧 S 10 S9 S8 C3 F4 S7 6D C S D CONTROL S - X C 1V S 12 X2 C3 S 11 S 10 S9 S8 F4 DC 入力電圧 4 MΩ D VUV = RLS × IUV + VV (IV = IUV) 4 MΩ この図の場合 RLS DC 入力電圧 DCMAX @ 100 VDC = 76% DCMAX @ 375 VDC = 41% C 低入力電圧 (UV)、過入力電圧 (OV) 及びライン・フィードフォワード時の ラインセンス + ROVP V CONTROL - PI-4717-120307 図 14. For RLS = 4 MΩ VUV = 102.8 VDC VOV = 451 VDC センス出力電圧 VROVP S - VUV = IUV × RLS + VV (IV = IUV) VOV = IOV × RLS + VV (IV = IOV) RLS C PI-6119-061011 三端子動作 (VOLTAGE MONITOR ピンと EXTERNAL CURRENT LIMIT ピン 機能停止。FREQUENCY ピンは SOURCE ピンまたは CONTROL ピンに 接続) + V CONTROL S C D DCMAX@100 VDC = 76% DCMAX@375 VDC = 41% D S7 6D F For RLS = 4 MΩ VUV = 102.8 VDC VOV = 451 VDC 4 MΩ DC 入力電圧 D C K パッケージ (eSOP-12) V VUV = IUV × RLS + VV (IV = IUV) VOV = IOV × RLS + VV (IV = IOV) RLS S D 図 13. + 1V X2 S 11 40 kΩ D V CONTROL 6.2 V ROVP > 3 kΩ S - VUV = 103.8 VDC C S PI-4720-120307 PI-4719-120307 図 15. 低入力電圧 (UV)、過入力電圧 (OV)、 ライン・フィードフォワード及び自動 復帰型出力過電圧保護のラインセンス + 4 MΩ RLS DC 入力電圧 For RIL = 12 kΩ ILIMIT = 61% この図の場合 VOV = 457.2 VDC For RIL = 19 kΩ ILIMIT = 37% DC 入力電圧 CONTROL C S S PI-4721-120307 図 17. その他の抵抗値 (RIL) については図 37 を参照。 D 1N4148 V CONTROL 低入力電圧 (UV) のみのラインセンス (OV機能無し) + VOV = IOV × RLS + VV (IV = IOV) 55 kΩ D - 図 16. 過入力電圧 (OV) のみのラインセンス (UV 機能無し)。低入力電圧時に最 大デューティーサイクルは低減され、入力電圧上昇により更に低減される C X RIL PI-5580-111210 図 18. 外部設定カレント リミット 13 www.powerint.com Rev. E 10/11 TOP264-271 VOLTAGE MONITOR (V) ピンとEXTERNAL CURRENT LIMIT (X) ピンの標準的な使い方 (続き) + RLS DC 入力電圧 + ILIMIT = 100% @ 100 VDC ILIMIT = 53% @ 300 VDC 2.5 MΩ DC 入力電圧 D CONTROL S D CONTROL C S X RIL 6 kΩ - QR はフォトカプラ出力でも マニュアル スイッチで置き 換えても構いません。 X QR - C 47 KΩΩ ON/OFF PI-5465-061009 図 19. PI-5466-061009 入力電圧によるカレントリミット減少 図 20. + アクティブ・オン (フェール・セーフ) 型リモート・オン/オフ 及び ラッチリ セット + QR はフォトカプラ出力でも マニュアル スイッチで置き 換えても構いません。 VUV = IUV × RLS + VV (IV = IUV) VOV = IOV × RLS + VV (IV = IoV) DC 入力電圧 ILIMIT = 61% D CONTROL S DC 入力電圧 For RIL = 19 kΩ C CONTROL S - QR 16 kΩ ON/OFF QR はフォトカプラ出力でも マニュアル スイッチで置き 換えても構いません。 V D ILIMIT = 37% X RIL 4 MΩΩ DCMAX@100 VDC = 76% DCMAX@375 VDC = 41% RLS For RIL = 12 kΩ C X RIL - QR For RIL = 12 kΩΩ ILIMIT = 61% 16 kΩΩ PI-5531-072309 PI-5467-061009 図 22. アクティブ・オン型外部設定カレントリミット付きリモート・オン/オフ + VUV = IUV x RLS + VV (IV = IUV) VOV = IOV x RLS + VV (IV = IoV) 4 MΩ For RLS = 4 MΩ VUV = 102.8 VDC VOV = 451 VDC RLS DC 入力電圧 V D CONTROL S 図 23. PI-5565-111210 図 21. アクティブ・オン型ラインセンス及び外部設定カレントリミット及びラッ チリセット付きリモート・オン/オフ + D C RIL 12 kΩ ラインセンスと外部設定カレントリミット 標準入力低下スレッシュホールド 65 VAC。 AC ラッチ リセット時間 3 秒未満。 QR のゲインを高くすると、R1 増大/ C1 減少で無負荷時入力電力が低減。 DC 入力電圧 DCMAX @ 100 VDC = 76% DCMAX @ 375 VDC = 41% X ON/OFF CONTROL S For RIL = 12 kΩ ILIMIT = 61% X RIL その他の抵抗値 (RIL) については図 37 を 参照して異なる ILIMIT 値を選択。 - C QR R1 4 MΩ R2 39 kΩ 1N4007 AC C1 入力 47 nF PI-5652-110609 図 24. 外部設定カレントリミット、高速 AC ラッチリセッと及び 低入力電圧停止 14 Rev. E 10/11 www.powerint.com TOP264-271 ラインセンス抵抗値 ラインセンス抵抗を 4 MΩ から 10.2 MΩ に上げることで、 無負荷時待機電力を 16 mW に低減。 応用例 • 低待機電力、高効率、65 W、ユニバーサル入力アダプタ電源 抵抗 R3 及び R4 で行われるラインセンスにより、入力低電圧及 び入力過電圧スレッシュホールドを設定する。 この抵抗値の合計を 4 MΩ から 10.2 MΩ に上げ、 これにより抵抗の損失が減少し、無 負荷時待機電力が 26 mW から 10 mW に減少した。 この変更を 補正するために、UV (ターンオン) スレッシュホールド抵抗 R20 を CONTROL ピン及び VOLTAGE-MONITOR ピンの間に追加する。 この追加により約 16 µA の DC 電流がVピンに流れ、25 µA の V ピンの UV (ターンオン) スレッシュホールド電流を供給するため に、R3 及び R4 を経由して供給される電流がわずか 9 µA となり、 これにより UV スレッシュホールドが 95 VDC に設定される。 図 25 が、入力電圧 AC 90 V から 265 V、出力 19 V、3.42 A、密閉 型アダプタケースタイプの回路である。 この設計では、高い全負荷 時の効率、高い平均効率 (25 %、50 %、75 % 及び 100 % 負荷の 平均)、及び低待機電力を目指している。更に、出力過電圧ラッチ停 止機能を有し、制限電源 (LPS) にて安全規格対応となっている。測 定された効率と無負荷時特性は、回路図の中のテーブルに記載さ れ、エネルギー効率要求に容易に適合できることが分かる。 これらの設計目標に対応するために、以下の主要設計項目を満た している。 PI 社 IC の選択 • 効率向上のため、 電力伝送に必要なものより、 ワンサイズ大き な IC を選択した。 この方法では、 ライン OV 機能は停止となり、OV スレッシュホー ルド電圧は約 450 VDC から 980 VDC に上昇する。 しかしながら、 この設計では入力コンデンサ (C2) の値が十分大きいため、U1 の BVDSS 定格に達すること無く 2 kV 以上のディファレンシャルサージ ノイズに対応できるので、OV スレッシュホールド電圧上昇の影響 は無い。 TOPSwitch-JX は、カレントリミットを自由に設定できるので、電 力伝送に必要なものより大きな IC の選択が可能である。これに より MOSFET の導通損失 (IRMS2 × RDS(ON)) が減少し、全負荷時、 低入力電圧時に高効率となるが、あたかも小形 IC が使用されて いるように、出力電力が供給され、トランスやその他の部品サイズ も変わらない。 R20 の値のガイドライン及び計算方法については、TOPSwitch-JX アプリケーションノート (AN-47) を参照して下さい。 この設計では、電力伝送に必要なものより (電力テーブルで推奨さ れている) ワンサイズ大きな IC が選択されている。これにより高効 率が可能になる。しかし、更に IC を大きくしても、大型のMOSFET によるスイッチング損失のため、効率は同じか、低下する。 入力電圧 (VAC) 最大電力時の 効率 (%) 平均効率 (%) 無負荷時入力 (mW) 90 115 230 86.6 88.4 89.1 89.8 89.5 57.7 59.7 86.7 C11 1 nF 250 VAC VR2 SMAJ250A D1 GBU8J 600 V R6 150 Ω R11 300 Ω Ω R3 5.1 MΩ R7 10 MΩ L3 12 mH R1 R2 2.2 MΩ 2.2 MΩ C2 120 µF 400 V R4 5.1 MΩ R8 10 MΩ C5 2.2 nF 1 kV R28 300 Ω Q1 MMBT4403 C9 220 nF 25 V R20 191 kΩ 1% L4 200 µH TOPSwitch-JX U1 TOP269EG F1 4A CONTROL S L R9 11 kΩ 1% N X F D4 BAV21WS7-F 4 R14 20 Ω C10 56 µF 35 V R22 1.6 kΩ R16 20 kΩ C19 6.8 nF 50 V C15 470 pF 50 V R12 4.7 kΩ VR1 ZMM5244B-7 V D 5 R10 100 Ω D3 BAV19WS C1 330 nF 275 VAC 90 - 265 VAC RTN D2 RS1K R24 2.2 Ω 19 V, 3.42 A C21 10 nF 50 V D5 V30100C FL2 1 R29 300 Ω C13 C14 470 µF 470 µF 25 V 25 V T1 3 RM10 FL1 C4 1000 pF 630 V R5 300 Ω C12 1 nF R15 100 V 33 Ω R25 20 Ω 1/8 W C C6 100 nF 50 V U3B PS25011-H-A Q2 MMBT3904 C16 22 nF 50 V R13 6.8 Ω 1/8 W C7 47 µF 16 V R17 147 kΩ 1% R27 10 kΩ U3A PS25011-H-A R19 20 kΩ C22 100 nF 50 V U2 LMV431AIMF 1% R18 10 kΩ 1% PI-5667-030810 図 25. 無負荷時低待機電力、高効率の 19 V、65 W、ユニバーサル入力のフライバック電源 15 www.powerint.com Rev. E 10/11 TOP264-271 クランプ回路 – RZCD vs RCD • RCD クランプより軽負荷時の効率が高く待機電力を低くする ため、RZCD (ツェナーブリード) クランプを採用した。 クランプ回路は、VR2、C4、R5、R6、R11、R28、R29 及び D2 で 構成される。この回路は、漏れインダクタンスにより発生するピー クドレイン電圧を、TOPSwitch-JX 内部の MOSFET の BVDSS 定 格以下に制限する。この回路は、標準的な RCD クランプ回路よ り、軽負荷時の効率と無負荷時の待機電力を改善するために採用 した。 標準的な RCD クランプでは、C4 は直列接続されたツェナーダイ オードでは無く、並列抵抗により放電される。RCD クランプでは、 全負荷及び過負荷時のピークドレイン電圧を抑えるために、抵抗 値を選択する。しかしながら、軽負荷時及び無負荷時には、漏れ インダクタンスによるエネルギーもスイッチング周波数も低下する ので、抵抗値はコンデンサ電圧を放電させることに大きく影響す る。コンデンサは各スイッチングサイクル時に跳ね返り電圧以上に 充電されるので、コンデンサ容量が小さいとエネルギー損失が大 きくなる。クランプ回路の損失は、あたかも大きな負荷が電源の 出力に接続されているかのように見える。 RZCD 回路は、コンデンサ電圧が、最低値 (VR2 の電圧定格で規 定される) 以下にまで放電される問題を回避し、軽負荷時及び無 負荷時のクランプ損失を抑える。 抵抗 R6 及び R28 は、高周波リンギングを抑え、EMI を低減す る。VR2 に直列に接続された抵抗により、ピーク電流を制限する ため、VR2 はTVS タイプに対し、標準的なパワーツェナータイプ が低コストであるため使用される (TVS は SMD タイプに対応し ているため選定された)。ダイオード D2 は、逆回復時間が 500 ns と長いという理由で、一般的な 600 V 定格ではなく、800 V 定格を 選択した。これにより、ダイオードの逆回復時間のクランプエネル ギーが回生され、効率が向上する。SMD 部品を使用したので、損 失を分散させるため、複数の抵抗を並列に使用した。 フィードバック回路 • 二次側のフィードバック電流を下げ、 その結果無負荷時待機電 力を下げるために、 フォトカプラとトランジスタでダーリントン 接続回路を形成する。 • 二次側のフィードバック電流を下げるため、 低電圧、低電流タ イプのリファレンス IC を二次側に使用し、その結果無負荷時 待機電力を低減する。 • バイアス巻線電圧を、 高入力電圧、無負荷時に約 9 V に調整 し、無負荷時待機電力を低減する。 通常、入力電圧が高い時、CONTROL ピンに流れるフィードバッ ク電流は、約 3 mA である。この電流は、元々バイアス巻線 (C10 の両端電圧) 及び出力から直接来るものであり、どちらも電源出力 における負荷である。無負荷時のバイアス巻線からの損失を抑え るために、バイアス巻線の巻数と C10 の値を調整し、C10 の両端 の最小電圧を 9 V 程度にする。これは、フォトカプラを動作させる のに必要な最小電圧である。 二次側フィードバック回路の損失を抑えるため、Q2 が U3B と共 にダーリントン回路を形成する。 これにより、二次側のフィードバッ ク電流が約 1 mA に低減する。増加したループゲイン (トランジス タの hFE による) は、R16 を大きくし、R25 を追加することで調整す る。一般的な 2.5 V TL431 は、電源供給電流を 1 mA から 100 µA に抑えるため、1.24 V LMV431 に置き換える。 出力ダイオードの選択 • 出力ダイオードには、 電流定格が大きく、VF の小さいショット キータイプを選択する。 デュアルタイプ 15 A、100 V 仕様で VF が 5 A 時に 0.455 V であ るショットキーダイオードを選択した。 これは、要求値より大きな 電流定格を持つが、 これにより抵抗損失と電圧損失を低減し、全 負荷時及び平均負荷時の効率を改善する。 トランスの一次∼二次 の巻数比が大きい場合 (VOR = 110 V) 100 V ショットキーを使用す るが、 この場合でも TOPSwitch-JX の MOSFET の電圧定格が大き く、問題とならない。 出力過電圧停止の感度が向上 トランジスタ Q1 及び VR1 が追加され、出力過電圧停止感度 が改善した。 • オープンループ状態では、出力電圧、従ってバイアス巻線電圧が 上昇する。VR1 電圧プラス Q1 の VBE の電圧降下分を超えると、Q1 がオンし、電流がVピンに流れる。Q1 を追加することで、Vピンに 対し十分な電流が供給され、出力電圧の跳ね上がりが比較的小 さい条件、すなわち電源の入力電圧が低く、出力が全負荷時で も、 ラッチ停止スレッシュホールド電流を供給できる。 出力過負荷保護は、 Xピンカレントリミット設定機能及び R7、 R8、R9 で行われる。抵抗 R8 及び R9 が、入力電圧上昇の関数で デバイスのカレントリミットを低減し、 その結果過負荷電力特性を ほぼ一定に保ち、100 VA 以下の電力制限要求を満足する。一種類 の異常状態においても、 この要求に適合するため (R8 の開放等)過 負荷時に発生するバイアス電圧が上昇の際には、 ラッチ停止も動 作する。 無負荷時超低待機電力、高効率、30 W、ユニバーサル入力オー プンフレーム電源 下記図 26 に、85∼265 VAC入力、12 V、2.5 A 出力電源を紹介す る。この電源の特徴は、全負荷時及び平均負荷時 (25 %、50 %、 75 % 及び 100 % 負荷時の平均) での高効率及び無負荷時の低 待機電力である。さらに、出力過電圧ラッチ及び制限電源 (LPS) 対応を特徴とする。効率と無負荷時の特性は、回路図の中のテー ブルに紹介されているように、エネルギー効率要求に容易に適合 する。 このような電源に対する要求事項に適合するために、以下の対応 が必要である。 16 Rev. E 10/11 www.powerint.com TOP264-271 入力ラインセンスは、R1 及び R2 で行われ、入力低電圧及び入力 過電圧スレッシュホールドを設定する。これらの抵抗の合計値を、 標準値の 4 MΩ から 10.2 MΩ に上げる。 これにより、無負荷時待 機電力が、26 mW から 10 mW 程度減少する。 この UV 抵抗値の 変更に対応し、CONTROL ピン及び VOLTAGE-MONITOR ピン間 に R12 を追加する。これにより、V ピンに流入するDC 電流が約 16 mA 増大し、R1 および R2 を経由して供給される電流が 9 mA に抑えられ、V ピンのUV スレッシュホールド電流である 25 mA を 構成し、UVスレッシュホールド電圧が 95 VDC に設定される。 PI 部品の選択 • 周囲温度要求が 40 °C なので、 電力テーブルに記載された IC よりワンサイズ小さいものの使用が可能である。 この設計では、85∼265 VAC、オープンフレーム、電力テーブル(テー ブル 1) に記載されている基板への熱放散をベースにデバイスを選 択した。周囲温度 40 °C (電力テーブルでは 50 °C を想定) 及びデ バイス基板パターン面積やレイアウトが最適化されている、という 条件で、ワンサイズ小さな IC が選択され (TOP266V vs TOP267V)、 続いて温度及び効率データを確認した。最大デバイス温度は、全 負荷、40 °C、85 VAC、47 Hz 入力 (最悪条件時) で 107 °C、効率 は ENERGY STAR 及び EuP ティア 2 要求事項に適合する、83 % であった。 これにより、通常のライン OV 動作が停止になり、 ライン OV スレッ シュホールド電圧が、約 450 VDC から 980 VDC に上昇する。 しか し、入力コンデンサ (C3) の値が十分大きく、ピークドレイン電圧が U1 の BVDSS 定格電圧を超えることなく、1 kV 以上のディファレン シャル モードのラインサージに耐えることができるため、 この設 計に際する影響は無い。 トランス用コア選択 スイッチング周波数が 132 kHz であるため、 コアが小形にな り、低コスト化できる。 • R12 の値に関するガイドラインや詳細な計算については、 TOPSwitch-JX アプリケーションノートを参照して下さい。 コアのサイズは、 スイッチング周波数の関数である。132 kHz とい う高いスイッチング周波数により、 コアの小型化が可能になった。 TOPSwitch-JX のドレイン̶ソース間容量 (COSS) が、ディスクリー ト MOSFET に比べ小さいため、 スイッチング周波数が高いとい うことが、必ずしも不利にはならない クランプ設計 – RZCD vs RCD • 軽負荷時の効率を上げ、 無負荷時の待機電力を RCD クランプ より下げるため、RZCD (ツェナーブリード) を選択した。 クランプ回路は、VR1、C4、R5 及び D5 で構成される。これによ り、漏れインダクタンスにより発生するピークドレイン電圧スパイ クを、TOPSwitch-JX の内部 MOSFET の BVDSS 定格以下に抑え る。この回路方式は、軽負荷時の効率及び無負荷時の待機電力を、 一般的な RCD クランプより改善するために選択された。 ラインセンス抵抗値 • 入力ラインセンス抵抗値を、 4 MΩ から 10.2 MΩ に上げること で、無負荷時待機電力を 16 mW 低減。 入力電圧 (VAC) 全負荷時の 効率 (%) 平均効率 (%) 無負荷時入力 (mW) 85 115 230 C11 1 nF 250 VAC 81.25 83.94 86.21 84.97 85.13 60.8 D1 1N4007 61.98 74.74 VR1 P6KE180A 6 D2 1N4007 R3 10 MΩ 2 R2 5.1 MΩ R9 10 Ω VR3 ZMM5245B-7 R4 10 MΩ D3 1N4007 F1 3.15 A D4 1N4007 85 - 264 VAC N CONTROL S L R19 470 Ω D10 LL4148 R21 86.6 kΩ 1% U2A LTV817D V D TOPSwitch-JX U1 TOP266VG C1 100 nF 275 VAC R18 110 Ω U2B LTV817D R12 191 kΩ 1% 12 V, 2.5 A RTN C18 47 nF 50 V D6 BAV19WS L1 14 mH C16 100 µF 25 V D7 BAV21WS7-F T1 EF25 C3 82 µF 400 V L2 3.3 µH C7 47 µF 25 V 1 NC NC D5 FR107 C15 680 µF 25 V D8,9 SB560 11,12 4 R1 5.1 MΩ C14 680 µF 25 V 7,8 C4 4.7 nF 1 kV R5 10 kΩ 1/2 W C12 1 nF R17 200 V 22 Ω X C F R15 14.3 kΩ 1% C9 100 nF 50 V R16 6.8 Ω 1/8 W C10 47 µF 25 V C20 33 nF 50 V U3 LMV431A 1% R23 10 kΩ 1% PI-5775-030810 図 26. 低待機電力、高効率 12 V、30 W、ユニバーサル入力フライバック電源回路 17 www.powerint.com Rev. E 10/11 TOP264-271 標準クランプ回路では、C4 は抵抗及び直列ツェナーダイオードで はなく、並列接続抵抗により放電される。RCD クランプでは、R5 の抵抗値は、全負荷時及び過電力時に、ピークドレイン電圧を抑 えるために設定される。しかしながら、軽負荷時及び無負荷時、漏 れインダクタンス エネルギーとスイッチング周波数は共に低下する ので、この抵抗がコンデンサ電圧を著しく放電させることになる。 このコンデンサは、各スイッチングサイクル時、出力の跳ね返り電 圧以上に充電されるので、コンデンサ容量が小さいと、エネルギー 損失が増大する。クランプ回路の損失は、あたかも、大きな負荷が 電源の出力に接続されているように見える。 RZCD 回路は、コンデンサの電圧が、最小値 (VR1 の電圧定格に より規定)以下に放電することを防ぎ、その結果、軽負荷時及び無 負荷時において、クランプ回路の損失を抑えることで、この問題を 解決する。ツェナーダイオード VR1 は、大きなピーク損失に対応 する TVS となっているが、ピーク電流が小さい場合、実績のある 標準的な低コスト品であるツェナーダイオードを使用しても良い。 多くの場合、EMI を改善するため、高周波リンギングを抑えるた め、C4 と直列に 50 W 以下の抵抗を使用するが、このケースでは 不要である。 フィードバック回路 • 二次側バイアス電流と無負荷時待機電力を抑えるため、 高 CTR タイプのフォトカプラを使用した。 • 二次側のフィードバック電流と無負荷時待機電力を抑えるため、 二次側低電圧、低電流タイプの電圧リファレンス IC を使用する。 • 無負荷時、 高入力電圧時に無負荷時待機電力を抑えるため、バ イアス巻線電圧を 9 V 程度に調整する。 通常 CONTROL ピンに流れるフィードバック電流は、高入力電圧 時に 3 mA 程度である。この電流は、バイアス巻線 (C10 の両端電 圧) と出力から直接供給され、どちらも電源出力の負荷である。 無負荷時にバイアス巻線の損失を最小限に抑え、C7 の両端電圧を 約 9 V にするため、バイアス巻線の巻数と C7 の容量を調整する。 これは、フォトカプラを動作させ、出力を制御するための最小必要 電圧である。 二次側フィードバック回路の損失を最小限に抑えるため、高 CTR タイプ (CTR が 300 ∼ 600 %) のフォトカプラを使用した。これ により、二次側のフォトカプラ電流が、3 mA から 1 mA 以下に低 減した。また、標準的な 2.5 V TL431 電圧リファレンスが、1.24 V の LMV431 に変更され、必要電流が 1 mA から100 mA に低減さ れた。 出力ダイオードの選択 • 高 VOR 設計により、 高効率、低コストの 60 V ショットキーダイ オードの使用が可能になる。 TOPSwitch-JX の、725 V、高 BVDSS 定格 (通常の 600 V あるいは 650 V 定格の MOSFET と比較した場合) により、トランスの一 次̶二次の巻数比 (出力の跳ね返り電圧あるいは VOR) を大きくす ることが可能になった。これにより、出力ダイオードへのストレス が小さくなり、低コスト、高効率の 60 V (対 80 V、100 V) ショット キーダイオードの使用が可能になった。効率改善は、低電圧ダイ オードの低順方向電圧降下によるものである。低コスト、高効率 に対応するため、アキシャルタイプの 5 A、60 V、2 個のショット キーダイオードを並列接続した。ヒートシンクに搭載された、大電 流タイプの 1 個の TO-220 ダイオードと比較し、効率を維持した 低コストタイプである、基板放熱タイプのダイオードを使用した。 ここで、両方のダイオードの定格は出力電流の倍とし、熱放散のた め、基板上のカソード部を共通にし、お互いの温度が影響するよう に構成することを推奨する。実際には、お互いのダイオードの温度を モニターしているので、ダイオード電流はうまく分配される。 出力インダクタとソフトスタート インダクタ L2 は、出力のソフトスタートに使用され、 コンデン サが不要になる。 • 起動時の出力電圧のオーバーシュートを回避するため、L3 の両 端電圧がソフトスタート用に使用される。L3 電圧が U2A の順方 向電圧降下を超えると、 フォトカプラを経由して D10 に電流が流 れ、一次側にフィードバックを行う。 この回路は、出力電圧がレギュ レーション範囲に達するまで、出力電圧の上昇を抑える。 また、 こ れにより同様な機能を持つ U3 の両端に接続するコンデンサが 不要になる。 重要検討項目 TOPSwitch-JX vs. TOPSwitch-HX テーブル 3 で、TOPSwitch-JX と TOPSwitch-HX の特長や特性 の違いを比較する。多くの新しい機能により、ディスクリート部品 の追加が不要になる。その他の特徴としては、設計が強化され、ト ランスやその他の電力部品のコスト低減が可能となる。 TOP264-271 設計検討項目 電力テーブル データシートに記載の電力テーブル (テーブル 1) は、以下の条件を ベースに最大連続出力電力を示している。 1. 12 V 出力。 2. ショットキーあるいは高効率ダイオードの使用。 3. 跳ね返り電圧 (VOR) 135 V、効率は推定値。 4. 85∼265 VAC 入力時の最小 DC バス電圧は 100 VDC、230 VAC 入力時は 250 VDC。 5. デバイス温度を 110 °C 以下に維持するため、十分な熱放散を 行う。 6. V パッケージの電力テーブルに記載された電力は、密閉型ア ダプタの場合 6.45 cm2 に 610 g/m2 の銅箔部があることを、 オープンフレームの場合は 19.4 cm2 であることと仮定した。 記載されたピーク電力は、各デバイスのカレントリミット値をベー スに算出した。 TOP264-271 の選択 必要な最大出力電力、効率、 ヒートシンク条件、 システム要求及び コストターゲットから、最適な TOP264-271 を選択する。 カレント リミットの外部設定機能オプションにより、TOP264-271 は、高効 率や小型ヒートシンクを使用する必要がある場合、小さな電力ア プリケーションにも使用できる。 18 Rev. E 10/11 www.powerint.com TOP264-271 TOPSwitch-HX vs. TOPSwitch-JX 機能 TOPSwitch-HX TOPSwitch-JX TOPSwitch-JX の優位点 0% デューティ サイクルの CONTROL ピン電流 IC(OFF) IC(OFF) = IB + 3.4 mA (TOP256-258) IB = 外部バイアス電流 IC(OFF) = IB + 1.6 mA (TOP266-268) • CONTROL ピン電流の低減 無し 有り eDIP-12/eSOP-12 パッケージ • 無負荷時待機電力の向上 (< 0.1 W) • 待機時特性の向上 • 66/132 kHz で双方に対し、 ヒートシンクを使用しな いDIP 型設計が可能 • DIP-8 / SMD-8 パッケージと比較して、 放熱特性が 向上し、電力容量が増大 ブレークダウン電圧 BVDSS TJ = 25 °C にて、 最小電圧 700 V TJ = 25 °C にて、 最小電圧 725 V • 客先のディレーティング基準に容易に対応 (80% ディレーティング等) • 入力ラインサージ耐量の向上 高速 AC リセット テーブル 3. V ピンを使用し、3 個の外付 けトランジスタ回路使用 X ピンを使用し、1 個の外付 けトランジスタ回路使用 • 5 個の部品を削減 TOPSwitch-HX と TOPSwitch-JX の比較 入力コンデンサ 入力コンデンサは、最小入力電圧及び最大出力電力時に、 TOP264-271 を使用したコンバータがレギュレーションを維持す るために、必要な最小 DC 電圧を供給するように選択する。 TOP264-271 は、DCMAX リミットが大きく、 リップル除去用のデュア ルスロープ ラインフィードフォワードが最適化されているので、 小型入力コンデンサの使用が可能である。TOP264-271 に関して は、ユニバーサル入力でトランスが適切に設計されている場合、 コンデンサ容量はワットあたり 2 mF が可能である。 一次側クランプと出力跳ね返り電圧 VOR TOP264-271 のピークドレイン̶ソース間電圧を抑えるために、一 次側クランプ回路が必要である。ツェナークランプの場合、使用部 品も少なく、基板スペースもそれ程必要ない。 クランプツェナーの 値を、少なくとも出力跳ね返り電圧 VOR の 1.5 倍に設定すると、漏 れインダクタンス スパイクによる導通時間が短くなり、効率が良 くなる。ユニバーサル入力電源の場合、ツェナーダイオードの公 差と温度変動を考慮し、VOR は 135 V 以下を推奨する。 これによ り、 クランプ回路が高効率で動作し、TOP264-271 の MOSFET の ブレークダウン電圧定格以下に、最大ドレイン電圧を抑えることが できる。VOR を高く設定することは、TOP264-271 の DCMAX が広く 取れることを利用している。RCD (あるいは RCDZ) クランプは、ツェ ナークランプよりクランプ電圧公差が小さくなり、VOR は 150 V ま で設定できる。RCD クランプの損失は、入力電圧に対応して外部 カレントリミットを小さくすることにより抑えることができる(図 19 参照)。RCD クランプ は、ツェナークランプより低コストであるが、 設計には注意が必要である (設計チェックリストの項を参照して下 さい)。 出力ダイオード 出力ダイオードは、ピーク逆電圧、出力電流、実使用上の環境条件 (ヒートシンクや対流条件等も含まれる) に基づいて選定される。 TOP264-271 の DCMAX は高く、トランスの巻数比が適切に設定さ れていれば、出力電圧が 15 V 程度の場合、高効率 80 V ショット キーダイオードの使用が可能である。 バイアス巻線コンデンサ 無負荷時に低周波数での動作となるため、バイアス巻線コンデン サは 10 mF 以上を推奨する。正常動作と出力電圧を制御するた め、無負荷時でも最小バイアス巻線の 9 V 以上を確保する。 ソフトスタート 一般的に電源には、 フィードバックループがレギュレーション範囲 に到達するまでの起動時に、最大のストレスが加えられる。17 ms の期間、IC 内蔵のソフトスタートにより、ピークドレイン電流と、 ス イッチング周波数が初期値から各々の最大値にリニアに上昇す る。 これにより、出力電圧はなだらかに上昇し、 フィードバックルー プがデューティーサイクルを制御するまでの時間を稼ぐ。 これによ り、TOP264-271 の MOSFET、 クランプ回路及び出力ダイオード に加わるストレスを低減し、起動時のトランスの飽和を防ぐ。更 に、 ソフトスタートが出力電圧のオーバーシュートを軽減し、ほとん どの場合ソフトスタート コンデンサが削減できる。注：17 ms のソ フトスタート期間が終了する前でも、 フィードバックループが閉じ ると、 ソフトスタート機能は終了する。 EMI 周波数ジッターとは、 スイッチング周波数の高調波による雑音 端子電圧のピークを下げる方法として、狭帯域でスイッチング 周波数を変調することである。特に、 ノイズの平均値を下げる効 果がある。図 27 及び 図 28 でも分かるように、周波数偏差の増 大によりスイッチング高調波成分に対し、 ジッター効果は増大す る。FREQUENCY ピンでスイッチング周波数を 66 kHz か 132 kHz に選択できる。高周波放射ノイズを抑えるためにドレインに大き なスナバーを必要とするアプリケーション (例えば VCR、DVD、モニ ター、TV 等ビデオノイズに敏感な機器)では、66 kHz 動作によって スナバーを小さくし、その結果効率が改善する。 さらにトランスの サイズにとらわれないアプリケーションでは、66 kHz 動作がノイ ズを抑え、効率を改善する。注：66 kHz の第二次高調波は雑音端 子電圧規制が厳しくなる 150 kHz 以下である。10 W またはそれ 以下のアプリケーションでは、AC 入力コモンモードチョークの代わ りに、簡単なインダクタで、 ワールドワイドの伝導ノイズ規制に対 応することも可能である。 19 www.powerint.com Rev. E 10/11 TOP264-271 高出力電力設計 TOP264-271 ファミリーでは、最大 162 W までの出力が可能であ る。高出力電力設計には、特別な検討が必要になる。高出力設計 のためのヒントは、TOP264-271 の設計ガイド (AN-47) を参照し てください。 ヒートシンク E パッケージ (eSIP-7C)、K パッケージ (eSOP-12) 及び V パッケー ジ (eDIP-12) の露出パッドは、内部で電気的に SOURCE ピンに 接続されている。循環電流を避けるため、露出パッドに取り付け たヒートシンクは、 プリント基板上のいかなる点とも電気的につ なげてはいけない。両面基板では、表面と裏面をスルーホールで 接続することでヒートシンクの効果を上げる。K パッケージの露 出パッドは、直接銅面にはんだ付けして熱伝導を最適にすること ができる。 さらに、出力ダイオードのアノード、 カソード両方の大 きな銅エリアもヒートシンクとなる。図 29 の出力整流器と出力フィ ルターコンデンサの間の狭いパターンは、 コンデンサの過熱を防 ぐために熱伝導を低減する役割がある。 80 70 TOP264-271 のレイアウト検討 50 振幅 (dBµV) 一次側の配線 入力コンデンサのマイナス端子は、SOURCE ピン及びバイアス 巻線のリターンとは一点 (ケルビン) 接続する。サージ電流はバイ アス巻線から直接入力コンデンサに戻るので、サージ耐量が改善 される。CONTROL ピン・バイパスコンデンサは、SOURCE ピンと CONTROL ピンのできるだけ近い場所に置き、 その SOURCE ピン までの配線は MOSFET のスイッチング電流ループと共用しては ならない。VOLTAGE MONITOR (V) ピン、EXTERNAL CURRENT LIMIT (X) ピンの各ピンに結線される SOURCE ピンを基準とする すべての部品は、専用 SOURCE ピン配線で、SOURCE ピンと各 ピンの近くに配置する。 これらの部品の SOURCE への接続パターン は、 メインの MOSFET のスイッチング電流が流れるパターンと分 けるべきである。入力コンデンサのマイナス端子に戻る SOURCE ピン スイッチング電流は、CONTROL ピン、MULTI-FUNCTION ピン、 VOLTAGE MONITOR ピン及び EXTERNAL CURRENT LIMIT ピン に接続されている部品のパターンと分ける事は、非常に重要であ る。 これは、SOURCE ピンが基準グランドピンであることにもよ る。V、X 及び C ピンへの配線は、 できるだけ短く、更にノイズのカッ プリングを避けるため DRAIN 配線からできるだけ遠ざける。VOLTAGE MONITOR 抵抗 (図 14、15、19、22、23、26、30 の RLS) 及び一次側 過電圧回路部品 VZOV/ROV (図 28、29) は、V ピンのそばにおいて、V ピンの配線を短くする。V、X ピンに接続されている抵抗は、バル クコンデンサの +ピンにできるだけ接近させ、パワー・スイッチン グ回路からはできるだけ離す。 ノイズイミュニティーの改善には、 47 μF の CONTROL ピンコンデンサと並列に高周波バイパスコン デンサを追加する。 またフィードバックのフォトカプラも、TOP264-271 ピンの CONTROL 及び SOURCE ピンにできるだけ近く配置し、 ドレイン及びクランプ回路部品から離す。一次側クランプ回路に ついては、 トランスの一方 (DRAIN 側) からクランプ コンデンサへ のループ面積を最小にするように配置する。バイアス巻線のリ ターンパターンは、バルクコンデンサへ直接戻り、専用パターン とし、SOURCE ピンとは分ける。 これにより、サージ電流が TOPSwitch-JX の SOURCE ピンから離れたところを流れる。 60 40 30 20 -10 0 EN55022B (QP) EN55022B (AV) -10 -20 0.15 1 10 固定周波数動作、 ジッター無し 80 70 TOPSwitch-JX (ジッター付き) 60 50 40 30 20 -10 0 EN55022B (QP) EN55022B (AV) -10 -20 0.15 1 10 30 発振周波数 (MHz) 図27. TOPSwitch-JX フルレンジ EMI スキャン (132 kHz、 ジッター有り) 同一測 定回路、条件による 20 Rev. E 10/11 30 発振周波数 (MHz) 図 27. 振幅 (dBµV) TOP264-271 は複数の動作ピンを持ち、 より大電力での動作とな るので、以下のガイドラインを注意深く守ってください。 PI-2576-010600 スタンバイ時の消費電力 周波数低減により、軽負荷/無負荷時の、特にツェナークランプを 使った場合の、電力ロスが大幅に改善される。二次側の電力消費を 特に削減するためには、 フィードバック回路に TL431 を使用する。 TOP264-271 は無負荷時に MCM (マルチモード・コントロール) になり、軽負荷時には低周波数モードになる。その結果、無負荷あ るいはスタンバイ時に、大幅に消費電力を低減できる。 Y コンデンサ Y コンデンサは、二次側の出力リターンピン及びトランスの一次 側 DC 入力のプラスピンの近くで接続する。Y コンを入力バルク コンデンサのマイナス側に接続する場合 (プラス側では無く)、専 用パターンで接続する。 これは、 コモンモードサージ発生時に、漏 れ電流を SOURCE ピンから離れたところを流れるようにするた めである。 PI-5583-090309 トランスの設計 トランスは、最大動作磁束密度を 3000 ガウス、最大カレントリミッ ト値でのピーク磁束密度を 4200 ガウスに設計するよう推奨する。 巻数比は、VOR がツェナークランプの場合には 135 V 以下、入力 電圧変動対応のカレントリミット減少 (過負荷保護) の RCD クラン プでは 150 V 以下になるように決める。動作電流が既定のカレン トリミット値よりもかなり低い設計には、 カレントリミット値を動 作ピーク電流に近い点に外部から設定し、ピーク磁束密度とピー ク電力を下げる事を推奨する (図18 参照)。 www.powerint.com TOP264-271 設計チェックリスト TOP264-271 の無負荷時待機電力を低減するため、V ピンは非 常に小さい電流で動作する。従って、 ノイズによる影響を防ぐた め、基板設計の際には、 レイアウトに対して十分な配慮が必要と なる。V ピンに接続される部品及びパターンは、 スイッチング電流 が流れるパターンからできるだけ離すべきである。 これには、 ドレ イン、 クランプ回路、 バイアス巻線のリターンあるいは別のコンバー タの電力パターンも含まれる。入力ラインセンス機能を使う場合、 V ピンのノード領域を小さくするため、V ピンから 10 mm 以内に センス抵抗を配置する。更に、DC バスからラインセンス抵抗はで きるだけ離すようにする。 また、V ピンに関する機能の誤動作を防 ぐため、V ピンにはコンデンサを接続しない。 いかなる電源設計についてもそうであるが、TOP264-271 電源 設計でも各使用部品のスペックが、電源の最悪条件下でも問題 ない事を確認する必要がある。最低限、以下のテスト、確認は行っ て下さい。 1. 最大ドレイン電圧 − VDS が最大入力電圧で最大過負荷時に 675 V を超えていない事を確認。電源がオートリスタートに入 る直前の出力がそのレベルの過負荷になったとき、最大出力 過負荷状態が起きる (レギュレーションの無い状態)。 2. 最大ドレイン電流 − 最高周囲温度、最高入力電圧、最大出力 負荷時の起動時ドレイン電流波形を観測し、 トランスの飽和 やリーディングエッジ・スパイク電流の兆候を確認する。 TOP264-271 のリーディング・エッジ・ブランキング時間は 220 ns なので、 スイッチングサイクルの起動不全は避けやすい。 リー ディング・エッジ・スパイク電流が、220 ns のブランキング時 間の終わりの点でのドレイン電流波形のカレントリミット範囲 (図 34 参照) に入っている事を確認。 3. 放熱チェック − 最大出力電力、最小/最大入力電圧、最高周 囲温度時の TOP264-271、 トランス、出力ダイオード、出力コン デンサの温度が、 スペック内であることを確認。TOP264-271 のスペックにある RDS(ON) の部品間バラツキを許容する、熱マー ジンが必要である。所要マージンは特性表中の公差から計 算、 または DRAIN ピンに直列に、公差に相当する値の抵抗を 外付けし、それを TOP264-271 のヒートシンクに取り付けるこ とで明らかになる。その抵抗値は、テストしたデバイスの測定 RDS(ON) と最悪時のスペックの最大値との差と等しくする。 設計ツール 最新の設計ツールは、弊社ホームページ：www.powerint.com に掲載しています。 21 www.powerint.com Rev. E 10/11 TOP264-271 DC – 出力 + 最適な放熱特性を実現するため 銅箔部を最大化 RLS1 J2 RPL1 CB U2 RLS2 RPL2 ROV U3 T1 DB C16 VZOV R12 U1 RIL CBP 出力フィルタ コンデンサ R16 C18 トランス C10 L2 C17 出力 整流器 D8 – J1 高周波 LC 2 段フィルタ D5 + DC 入力 Yコンデンサ C11 クランプ回路 入力フィルタ コンデンサ 図 29. VR1 C3 C4 D9 R5 PI-5752-061311 TOPSwitch-JX の V パッケージを使い、132 kHz 動作時のレイアウト例 DC – 出力 + 最適な放熱特性を実現するため 銅箔部を最大化 RLS1 J2 RPL1 U1 RLS2 RPL2 CB+ ROV U2 U3 T1 DB VZOV R12 RIL RIL CBP 出力フィルタ コンデンサ CBP R16 C16 C18 トランス C10 出力 整流器 L2 C17 D8 – J1 周波 LC 2 段フィルタ D5 + DC 入力 C4 入力フィルタ コンデンサ 図 30. D9 R5 C3 VR1 Yコンデンサ C11 クランプ回路 PI-6173-061311 TOPSwitch-JX の K パッケージを使い、132 kHz 動作時のレイアウト例 22 Rev. E 10/11 www.powerint.com TOP264-271 クランプ 回路 絶縁バリア 入力フィルタ コンデンサ J1 + HV - Yコンデンサ C6 R7 R6 HS1 C4 T1 C16 R12 D5 D8 CBP S F X C RLS2 D C9 C17 RIL L3 V 高周波 LC 2段 フィルタ RLS1 RPL1 ROV R8 CB DB RPL2 VZOV C18 U4 R10 R9 JP2 C21 R20 C19 J2 R17 U2 R15 R13 R21 - DC + 出力 図 31. 出力 整流器 出力フィルタ コンデンサ トランス VR1 U1 HS2 PI-5793-030910 TOPSwitch-JX の E パッケージを使い、132 kHz 動作時のレイアウト例 23 www.powerint.com Rev. E 10/11 TOP264-271 絶対最大定格(2) DRAIN ピン ピーク電圧 ..................................... -0.3 V ∼ 725 V DRAIN ピン ピーク電流：TOP264 .................................... 2.08 A DRAIN ピン ピーク電流：TOP265 .................................... 2.72 A DRAIN ピン ピーク電流：TOP266 .................................... 4.08 A DRAIN ピン ピーク電流：TOP267 .................................... 5.44 A DRAIN ピン ピーク電流：TOP268 .................................... 6.88 A DRAIN ピン ピーク電流：TOP269 .................................... 7.73 A DRAIN ピン ピーク電流：TOP270 .................................... 9.00 A DRAIN ピン ピーク電流：TOP271 .................................. 11.10 A CONTROL ピン電圧 .... ......................................... -0.3 V ∼ 9 V CONTROL ピン電流 ...................................................... 100 mA VOLTAGE MONITOR ピン電圧.............................. -0.3 V ∼ 9 V CURRENT LIMIT ピン電圧 ................................. -0.3 V ∼ 4.5 V FREQUENCY ピン電圧 ........................................-0.3 V ∼ 9 V 保存温度 ...................................... ................. -65 ° C ∼ 150 °C 動作ジャンクション温度 .................................. -40 ° C ∼ 150 °C リード温度(1)....................................................................260 °C 注： 1. 1ケースから 1/16 インチの点で 5 秒間。 2. 記載の最大定格は、1 回のみの印加であれば本製品にダメー ジを与えることはないが、長期間、絶対最大定格を印加し続け た場合は、本製品の信頼性に影響する可能性がある。 熱抵抗 熱抵抗：E パッケージ (qJA) .............................................................. 105 °C/W(1) (qJC) .................................................................. 2 °C/W(2) V パッケージ (qJA) ............................................... 68 °C/W(3)、58 °C/W(4) (qJC) ...................................................................2 °C/W(2) K パッケージ (qJA) ............................................... 45 °C/W(3)、38 °C/W(4) (qJC) ...................................................................2 °C/W(2) パラメータ 記号 注： 1. ヒートシンク無しで配置。 2. タブの裏面で測定。 3. 通常使用の基板へのはんだ付け (K パッケージの露出パッドを 含む)、ヒート シンク 領域は、0.36 平方インチ (232 mm2)、2 オンス (610 g/m2) の銅箔部。 4. 通常使用の基板へのはんだ付け (K パッケージの露出パッドを 含む)、 ヒート シンク領域は、1 平方インチ (645 mm2)、2 オンス (610 g/m2) の銅箔部。 試験条件 SOURCE = 0 V、TJ = -40 ∼ 125 °C 図 35 を参照 (特に指定の無い場合) 最小 標準 最大 FREQUENCY ピン SOURCE に接続 119 132 145 FREQUENCY ピン CONTROL に接続 59.4 66 72.6 単位 制御機能 最大周波数モード時のス イッチング周波数 (平均) fOSC 周波数ジッター偏差 Df 周波数ジッター変調率 fM 最大デューティ サイクル ソフトスタート時間 PWM ゲイン DCMAX DCREG kHz 132 kHz 動作 66 kHz 動作 IC = ICD1 tSOFT PWM ゲイン 温度ドリフト 外部バイアス電流 TJ = 25 °C IV ≤ IV(DC) VV = 0 V 75 IV = 95 mA 30 TJ = 25 °C kHz 250 Hz 78 83 17 TOP264-265 -62 -50 -40 TOP266-268 -54 -44 -34 TOP269-271 -50 -40 -30 TJ = 25 °C IC ≥ IC01 注 A を参照 TOP264-265 -61 -51 -41 TOP266-268 -60 -50 -40 TOP269-271 -57 -48 -38 66 kHz 動作 % ms TJ = 25 °C IB < IC < IC01 注 C を参照 注 B を参照 IB ±5 ±2.5 -0.01 %/mA %/mA/°C TOP264-265 0.8 1.4 2.0 TOP266-268 0.9 1.5 2.1 TOP269-271 1.0 1.6 2.2 mA 24 Rev. E 10/11 www.powerint.com TOP264-271 パラメータ 記号 試験条件 SOURCE = 0 V、TJ = -40 ∼ 125 °C (特に指定の無い場合) 最小 標準 最大 TOP264-265 TOP266-268 TOP269-271 TOP264-265 TOP266-268 TOP269-271 TOP264-265 TOP266-268 TOP269-271 0.9 1.2 1.5 1.5 1.8 2.1 2.9 3.1 3.3 3.1 3.4 3.8 2.1 2.4 2.8 3.9 4.1 4.3 4.1 4.4 4.8 IC = 2.5 mA、TJ = 25 °C、図 33 参照 13 21 25 単位 制御機能 (続き) 外部バイアス電流 IB 132 kHz 動作 66 kHz 動作 デューティーサイクル 0% 時の CONTROL 電流 IC(OFF) 132 kHz 動作 ダイナミック インピーダンス ZC ダイナミックインピーダン ス温度ドリフト CONTROL ピン内蔵 フィルターポール mA mA W 0.18 %/°C 7 kHz ハイレベル・カレント リミット比 kPS(UPPER) TJ = 25 °C 注 C 参照 ローレベル・カレント リミット比 kPS(LOWER) TJ = 25 °C 注 C 参照 25 % マルチサイクル変調 スイッチング周波数 fMCM(MIN) TJ = 25 °C 30 kHz マルチサイクル変調 最小オン期間 TMCM(MIN) TJ = 25 °C 135 ms 50 55 60 % シャットダウン/オートリスタート CONTROL ピン 充電電流 IC(CH) TJ = 25 °C VC = 0 V -5.0 -3.5 -1.0 VC = 5 V -3.0 -1.8 -0.6 注 B を参照 充電電流温度ドリフト オートリスタート上限 スレッシュホールド電圧 VC(AR)U オートリスタート下限 スレッシュホールド電圧 VC(AR)L mA 0.5 %/°C 5.8 V 4.5 4.8 0.8 1.0 5.1 V VOLTAGE MONITOR (V) 及び EXTERNAL CURRENT LIMIT (X) 入力 オートリスタート ヒステリシス電圧 オートリスタート デューティ サイクル VC(AR)HYST DCAR 2 オートリスタート 周波数 fAR 0.5 UV 検知スレッシュ ホールド電流とヒス テリシス (V ピン) IUV TJ = 25 °C OV 検知スレッシュ ホールド電流とヒス テリシス (V ピン) IOV TJ = 25 °C スレッシュホールド 22 ヒステリシス スレッシュホールド ヒステリシス 25 V 4 Hz 27 112 4 mA mA 14 107 % 117 mA mA 25 www.powerint.com Rev. E 10/11 TOP264-271 パラメータ 記号 試験条件 SOURCE = 0 V、TJ = -40 ∼ 125 °C (特に指定の無い場合) 最小 標準 最大 単位 VOLTAGE MONITOR (V) 及び EXTERNAL CURRENT LIMIT (X) 入力 (続き) 出力過電圧ラッチ停止 スレッシュホールド電流 IOV(LS) TJ = 25 °C 269 336 403 mA V ピン リモート・オン/オフ 電圧 VV(TH) TJ = 25 °C 0.8 1.0 1.6 V X ピン リモート・オン/オフ 負スレッシュホールド電流 とヒステリシス -35 -27 -20 IREM(N) V ピン短絡電流 IV(SC) TJ = 25 °C X ピン短絡電流 IX(SC) VX = 0 V VV IV = IOV V ピン電圧 (正電流) V ピン電圧ヒステリシス (正電流) X ピン電圧 (負電流) 最大デューティーサイクル 低減スレッシュホールド開 始電流 スレッシュホールド mA TJ = 25 °C ヒステリシス VV = VC 300 400 500 通常モード -260 -200 -140 オートリスタート モード -95 -75 -55 TOP264-TOP271 2.83 3.0 3.25 IV = IOV 0.2 0.5 IX = -50 mA 1.23 1.30 1.37 IX = -150 mA 1.15 1.22 1.29 18.9 22.0 24.2 VV(HYST) VX IV(DC) 最大デューティ サイクル低 減スロープ IC ≥ IB、TJ = 25 °C TJ = 25 °C -1.0 IV ≥ 48 mA -0.25 X または V ピン フローティング 0.6 1.0 V ピンを CONTROL に ショート 1.0 1.6 ID(RMT) リモート・オン遅延時間 tR(ON) リモート・オンからドレインを オン注 C 参照 リモート・オフ・セット アップ時間 tR(OFF) ドレインをディゼーブルする ため、 ドレインをオンするまで の最少時間注 C 参照 mA mA V V IV(DC) < IV < 48 mA リモート・オフ DRAIN 供給電流 VDRAIN = 150 V 5 V mA %/mA mA 66 kHz 3.0 132 kHz 1.5 66 kHz 3.0 132 kHz 1.5 ms ms 周波数入力 FREQUENCY ピンスレッ シュホールド電圧 VF FREQUENCY ピン入力 電流 IF 注 B 参照 TJ = 25 °C 2.9 VF = VC 10 55 V 90 mA 26 Rev. E 10/11 www.powerint.com TOP264-271 パラメータ 記号 試験条件 SOURCE = 0 V、TJ = -40 ∼ 125 °C (特に指定の無い場合) 最小 標準 最大 単位 回路保護 自己保護 カレント リミット (注 C を参照) 初期カレント リミット 電力係数 ILIMIT TOP264 TJ = 25 °C di/dt = 270 mA/ms 1.209 1.30 1.391 TOP265 TJ = 25 °C di/dt = 350 mA/ms 1.581 1.70 1.819 TOP266 TJ = 25 °C di/dt = 530 mA/ms 2.371 2.55 2.728 TOP267 TJ = 25 °C di/dt = 625 mA/ms 2.800 3.01 3.222 TOP268 TJ = 25 °C di/dt = 675 mA/ms 3.023 3.25 3.478 TOP269 TJ = 25 °C di/dt = 720 mA/ms 3.236 3.48 3.723 TOP270 TJ = 25 °C di/dt = 870 mA/ms 3.906 4.20 4.494 TOP271 TJ = 25 °C di/dt = 1065 mA/ms 4.808 5.17 5.532 注 C 参照 IINIT PCOEFF リーディング エッジ ブランキング時間 tLEB カレントリミット遅延時間 tIL(D) A TJ = 25 °C、 注 E 参照 0.70 × ILIMIT(MIN) IX ≤ - 165 mA 0.9 × I2f I2f 1.2 × I2f IX ≤ - 117 mA 0.9 × I2f I2f 1.2 × I2f TJ = 25 °C、図 34 参照 過熱シャットダウン温度 135 過熱シャットダウン ヒステリシス 起動リセットスレッシュ ホールド電圧 A 220 ns 100 ns 142 150 図 35 (S1 オープン) 1.75 3.0 °C °C 75 VC(RESET) A2kHz 4.25 V 27 www.powerint.com Rev. E 10/11 TOP264-271 パラメータ 記号 試験条件 SOURCE = 0 V、TJ = -40 ∼ 125 °C (特に指定の無い場合) 最小 標準 最大 TJ = 25 °C 5.4 6.25 TJ = 100 °C 8.35 9.70 TJ = 25 °C 4.1 4.70 TJ = 100 °C 6.3 7.30 TJ = 25 °C 2.8 3.20 TJ = 100 °C 4.1 4.75 TJ = 25 °C 2.0 2.30 TJ = 100 °C 3.1 3.60 TJ = 25 °C 1.7 1.95 TJ = 100 °C 2.5 2.90 TJ = 25 °C 1.45 1.70 TJ = 100 °C 2.25 2.60 TJ = 25 °C 1.20 1.40 TJ = 100 °C 1.80 2.10 TJ = 25 °C 1.05 1.20 TJ = 100 °C 1.55 1.80 単位 出力部 TOP264 ID = 150 mA TOP265 ID = 200 mA TOP266 ID = 300 mA オン抵抗 RDS(ON) TOP267 ID = 400 mA TOP268 ID = 500 mA TOP269 ID = 600 mA TOP270 ID = 700 mA TOP271 ID = 800 mA TJ ≤ 85 °C、注 F を参照 ドレイン供給電圧 18 V 36 OFF 時ドレイン漏れ 電流 IDSS VV = フローティング、 デバイスはスイッチング停止、 VDS = 580 V, TJ = 125 °C ブレークダウン電圧 BVDSS VV = フローティング、 デバイスはスイッチング停止、 TJ = 25 °C, 注G参照 立ち上がり時間 tR 立ち下がり時間 tF 470 mA V 725 標準的フライバックコンバータで測定 W 100 ns 50 ns 電源部特性 CONTROL電源/ 放電電流 ICD1 ICD2 出力 MOSFET イ ネーブル、 VX, VV = 0V 66 kHz 動作 132 kHz 動作 TOP264-265 0.6 1.2 2.0 TOP266-268 0.9 1.4 2.3 TOP269-271 1.1 1.6 2.5 TOP264-265 0.8 1.4 2.1 TOP266-268 1.2 1.7 2.4 TOP269-271 1.5 2.1 2.9 0.3 0.5 1.2 出力 MOSFET ディゼーブル、 VX, VV = 0 V mA 28 Rev. E 10/11 www.powerint.com TOP264-271 注： A. DCMAX、IB、及び IC(OFF) のパラメータは、132 kHz でテストされる。 B. マイナス値の仕様のものについて、マイナスの温度特性のものは、温度上昇につれてその値が増加し、 プラスの温度特性のものは、 温度上昇につれてその値が減少する。 C. 特性保証項目、製品テストは行わない。 D. 外部設定のカレントリミット値については、図 36、37 (カレントリミット vs. 外部カレントリミット抵抗) の標準パフォーマンス特性の グラフを参照。図中の規定公差は、最大カレントリミットを使用した場合にのみ有効。 E. I2f の計算は、ILIMIT 及び fOSC の、言い換えれば ILIMIT(TYP)2 × fOSC(66K, TYP) の標準値をベースに行う。 ここで fOSC(66K, TYP) = 66 kHz / 132 kHz、 パッケージあるいは F ピン接続による。詳細は fOSC の仕様を参照。 F. デバイスはドレイン電圧が 18 VDC で起動する。電解コンデンサの容量が 0 °C 以下では大きく低下する。18 V 入力で、0 °C より低 い温度で起動する場合は、起動を確実なものにするために回路上のコンデンサが要求値を満足する事を確認する。 G. ブレークダウン電圧は最小 BVDSS 仕様に対して DRAIN ピン電圧を BVDSS 値を超えない程度まで上げることによって確認できる。 29 www.powerint.com Rev. E 10/11 TOP264-271 t2 t1 HV 90% 90% ドレイン 電圧 D= t1 t2 10% 0V PI-2039-033001 デューティ サイクル測定 100 ドレイン電流 (正規値化) PI-4737-061207 CONTROL ピン電流 (mA) 120 80 60 40 1 ダイナミック = インピー スロープ ダンス 20 0 5 6 7 8 tLEB (ブランキング時間) 1.3 1.2 1.1 1.0 0.9 0.8 0.7 0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 0.1 IINIT(MIN) 0 9 0 1 2 3 CONTROL ピン電圧 (V) 図 33. PI-4758-061407 図 32. 4 6 5 7 8 時間 (µs) CONTROL ピン I-V 特性 図 34. ドレイン電流動作 (X and V Pins) S1 470 Ω 5W 0-300 kΩ 5-50 V 40 V V 470 Ω C D CONTROL C S2 S4 0-15 V 47 µF 0.1 µF F X S S3 0-60 kΩ 注：1. この試験回路はカレントリミットまたは出力特性の測定には適用できません。 PI-5534-072409 図 35. TOPSwitch-JX の基本的試験回路 30 Rev. E 10/11 www.powerint.com TOP264-271 標準パフォーマンス特性 PI-5581-090309 1.1 1 1 最大 0.9 0.9 0.8 0.8 0.7 0.7 標準 0.6 0.6 0.5 0.5 最小 0.4 0.4 正規値化されたカレントリ ミット 0.3 2. T J = 0 0.1 0 -200 O C ∼ 125 O t 0.3 注： 1. 最大レベル及び最小レベルは 特性に基づきます。 0.2 正規値化された di/dt 正規値化されたカレントリミット 1.1 0.2 C。 0.1 0 -150 -100 -50 0 I X ( µA ) 図 36. 正規値化されたカレントリミット vs. X ピン電流 PI-5582-090309 1.1 注： 1. 最大レベル及び最小レベルは 特性に基づきます。 1 1 2. T J = 0 OC ∼ 125 OC。 3. X ピン電圧の変動を含みます。 正規値化されたカレントリミット 0.9 1.1 0.9 0.8 最大 0.7 0.6 0.7 0.6 標準 0.5 0.5 0.4 0.4 0.3 正規値化されたカレントリ ミット (A) s) µ 正規値化された di/dt 0.8 正規値化された 0.3 0.2 0.2 最小 0.1 0.1 0 0 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 RIL ( kΩ ) 図 37. 正規値化されたカレントリミット vs. 外部カレントリミット抵抗 31 www.powerint.com Rev. E 10/11 TOP264-271 標準パフォーマンス特性 (続き) 1.0 PI-4759-061407 PI-176B-033001 1.2 1.0 出力周波数 (25°C で正規値化) ブレークダウン電圧 (25°C で正規値化) 1.1 0.8 0.6 0.4 0.2 0 0.9 -50 -25 0 25 50 -50 -25 75 100 125 150 0 図 39. PI-4760-061407 0.8 0.6 0.4 周波数 vs. 温度 1.2 1.0 カレントリミット (25°C で正規値化) 0.8 0.6 0.4 0.2 0.2 0 0 0 25 50 ジャンクション温度 (°C) 図 40. PI-4761-061407 1.0 0.8 0.6 0.4 0.2 25 50 75 100 125 150 外部カレントリミット vs. 温度 (RIL = 10.5 kW) 1.2 1.0 0.8 0.6 0.4 0.2 0 0 -50 -25 0 25 50 -50 -25 75 100 125 150 過電圧スレッシュホールド vs. 温度 0 25 50 75 100 125 150 ジャンクション温度 (°C) ジャンクション温度 (°C) 図 42. 0 ジャンクション温度 (°C) 図 41. 内部カレントリミット vs. 温度 1.2 過電圧スレッシュホールド (25°C で正規値化) -50 -25 75 100 125 150 低電圧スレッシュホールド (25°C で正規値化) -50 -25 PI-4762-100610 カレントリミット (25°C で正規値化) 1.0 75 100 125 150 PI-4739-061507 ブレークダウン電圧 vs. 温度 1.2 50 ジャンクション温度 (°C) ジャンクション温度 (°C) 図 38. 25 図 43. 低電圧 (UV) スレッシュホールド vs. 温度 32 Rev. E 10/11 www.powerint.com TOP264-271 4.5 4 3.5 3 2.5 2 0 100 200 300 400 500 VOLTAGE-MONITOR ピン電流 (µA) 図 44. 1.0 0.8 0.6 0.4 0.2 0 -200 VOLTAGE MONITOR ピン電圧 vs. 電流 図 45. PI-4763-072208 1.0 0.8 0.6 0.4 0.2 0 EXTERNAL CURRENT LIMIT ピン電圧 vs. 電流 1.0 0.8 0.6 0.4 0.2 25 50 -50 -25 75 100 125 150 3 2 1 TCASE = 25 °C TCASE = 100 °C スケール係数: TOP271 1.62 TOP270 1.42 TOP269 1.17 TOP268 1.00 TOP267 0.85 TOP266 0.61 TOP265 0.42 TOP264 0.32 0 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 図 47. 75 100 125 150 VC = 5 V 0.5 0 -0.5 -1 -1.5 -2 -2.5 0 ドレイン電圧 (V) 出力特性 50 最大デューティーサイクル低減スレッシュホールド開始電流 vs. 温度 1 CONTROL ピン電流 (mA) PI-5569-110409 4 25 ジャンクション温度 (°C) デューティーサイクル 0% 時の CONTROL ピン出力電流 vs. 温度 5 0 PI-4744-072208 0 ジャンクション温度 (°C) ドレイン電流 (A) -50 0 -50 -25 図 48. -100 1.2 0 図 46. -150 EXTERNAL CURRENT LIMIT ピン電流 (µA) 1.2 CONTROL ピン電流 (25°C で正規値化) 1.2 PI-4764-061407 5 VX = 1.354 - 1147.5 × IX + 1.759 × 106 × (IX)2 with -180 µA < IX < -25 µA 1.4 スレッシュホールド開始電流 (25°C で正規値化) 5.5 1.6 PI-4741-110907 PI-4740-060607 VOLTAGE MONITOR ピン電圧 (V) 6 EXTERNAL CURRENT LIMIT ピン電圧 (V) 標準パフォーマンス特性 (続き) 20 40 60 80 100 DRAIN ピン電圧 (V) 図49 IC vs. DRAIN 電圧 33 www.powerint.com Rev. E 10/11 TOP264-271 標準パフォーマンス特性 (続き) 1000 スケール係数: TOP271 1.62 TOP270 1.42 TOP269 1.17 TOP268 1.00 TOP267 0.85 TOP266 0.61 TOP265 0.42 TOP264 0.32 400 100 300 PI-5571-090309 500 PI-5570-090309 スケール係数: TOP271 1.62 TOP270 1.42 TOP269 1.17 TOP268 1.00 TOP267 0.85 TOP266 0.61 TOP265 0.42 TOP264 0.32 電力 (mW) DRAIN 容量 (pF) 10000 132 kHz 200 66 kHz 100 10 0 100 200 300 400 500 0 600 0 100 200 300 400 500 600 700 DRAIN ピン電圧 (V) 図 50. DRAIN ピン電圧 (V) COSS vs. DRAIN 電圧 図 51. PI-4745-061407 リモート オフ時ドレイン供給電流 (25°C で正規値化) 1.2 DRAIN キャパシタンス電力 1.0 0.8 0.6 0.4 0.2 0 -50 -25 0 25 50 75 100 125 150 ジャンクション温度 (°C) 図 52. リモート・オフ DRAIN 供給電流 vs. 温度 34 Rev. E 10/11 www.powerint.com TOP264-271 eSIP-7C (E パッケージ) C 2 A 0.403 (10.24) 0.397 (10.08) 0.264 (6.70) Ref. 0.081 (2.06) 0.077 (1.96) B 詳細図 A 2 0.290 (7.37) Ref. 0.519 (13.18) Ref. 0.325 (8.25) 0.320 (8.13) ピン #1 I.D. 3 前面図 3 0.047 (1.19) 0.070 (1.78) Ref. 0.050 (1.27) 0.207 (5.26) 0.187 (4.75) 0.016 (0.41) Ref. 0.140 (3.56) 0.120 (3.05) 0.198 (5.04) Ref. 0.016 (0.41) 6× 0.011 (0.28) 0.020 M 0.51 M C 4 0.033 (0.84) 6× 0.028 (0.71) 0.010 M 0.25 M C A B 0.100 (2.54) 0.118 (3.00) 側面図 背面図 0.100 (2.54) 10° Ref. 全体 0.021 (0.53) 0.019 (0.48) 0.050 (1.27) 0.020 (0.50) 0.060 (1.52) Ref. 0.050 (1.27) PIN 1 0.378 (9.60) Ref. 0.048 (1.22) 0.046 (1.17) 0.019 (0.48) Ref. 0.155 (3.93) 0.059 (1.50) 0.023 (0.58) 端面図 注： 1. 寸法及び公差は ASME Y14.5M -1994 に準拠します。 2. 記載寸法は、 プラスチック製本体の最外部で規定されています。 こ れには、 モールドフラッシュ、 タイ バー バリ、 ゲート バリ、及びリード 間フラッシュ含まれませんが、 プラスチック製本体の上部及び下部 の間のずれを含みます。最大モールド 突起は、側面ごとに 0.007 [0.18] です。 PIN 7 0.027 (0.70) 0.059 (1.50) 詳細図 A 0.100 (2.54) 0.100 (2.54) 推奨パターン (ノンスケール) 3. 図示した寸法は、 メッキ厚を含みます。 4. リード間フラッシュや突起は含みません。 5. 寸法の単位はインチ表示です。 ミリによる寸法はかっこ内 (mm) です。 PI-4917-061510 35 www.powerint.com Rev. E 10/11 TOP264-271 eDIP-12B (V パッケージ) 0.004 [0.10] C A 2 SEATING PLANE 0.325 [8.26] 最大 ピン #1 I.D. (レーザー刻印) 10 2X 0.004 [0.10] C B 1 2 3 4 0.010 [0.25] Ref. 0.120 [3.05] Ref. 6 0.350 [8.89] 12 11 10 9 8 0.016 [0.41] 11× 0.011 [0.28] 上面図 5 °± 4° 0.104 [2.65] Ref. 8 0.059 [1.50] Ref, typ. 12 3 4 0.023 [0.58] 11× 0.018 [0.46] 底面図 0.092 [2.34] 0.086 [2.18] 0.049 [1.23] 0.046 [1.16] 0.022 [0.56] Ref. 0.192 [4.87] Ref. H 0.020 [0.51] Ref. 0.070 [1.78] 0.028 [0.71] Ref. 側面図 0.07 [1.78] 0.059 [1.50] Ref, typ. 0.010 [0.25] M C A B 端面図 0.031 [0.80] 0.028 [0.72] 1 0.436 [11.08] 0.406 [10.32] 7 詳細図 A 0.019 [0.48] Ref. A 7 0.400 [10.16] 7 0.356 [9.04] Ref. 0.400 [10.16] 6 0.412 [10.46] Ref. 0.225 [5.72] 0.306 [7.77] 最大 Ref. 10 2 B C 0.03 [0.76] 詳細図 A (縮尺 = 9×) 実装 穴パターン 寸法 0.400 [10.16] ドリル穴 0.03 [0.76] 円形パッド 0.05 [1.27] はんだマスク 0.056 [1.42] 注: 1. ASME Y14.5M-1994 に準拠した寸法記入及び許容 誤差の定義。 2. 図示した寸法は、 プラスチック製本体の最外部で規定 しています。 これには、金型の鋳バリ、 タイ バーのバリ、 ゲートのバリ、及びインターリードの鋳バリは含まれま せんが、 ブラスチック製本体の上部及び下部の間のず れを含みます。最大金型突起は、側面ごとに 0.007[0.18] です。 3. 図示した寸法は、 メッキ厚を含みます。 4. 5. 6. 7. 8. 9. 10. リード間の鋳バリまたは突起を含みません。 寸法の単位はインチ (mm) です。 A、B の基準面は、H の値により決定します。 リード線を C の基準面に垂直に制限して測定。 リード線を制限せずに測定。 JEDEC SPP-012 に準拠したリード番号。 露出パッドは通常、基準面 A、B の中心線上にあります。 図示した 「最大」寸法は寸法公差と位置公差を含みます。 PI-5556a-100311 36 Rev. E 10/11 www.powerint.com TOP264-271 eSOP-12B (K パッケージ) 0.356 [9.04] Ref. 0.004 [0.10] C A 2X 2 0.400 [10.16] ピン #1 I.D. (レーザー刻印) 0.325 [8.26] 最大 7 2X 7 0.004 [0.10] C B 0.059 [1.50] Ref, Typ 0.460 [11.68] 0.059 [1.50] Ref, Typ 0.008 [0.20] C 1 2X、5/6 リード先端 2 3 4 6 4 H GAUGE PLANE 2 0°- 8° 0.225 [5.72] 最大 7 6 1 0.020 [0.51] Ref. 0.092 [2.34] 0.086 [2.18] 0.032 [0.80] 0.029 [0.72] 0.006 [0.15] 0.000 [0.00] SEATING PLANE から パッケージ下部の スタンドオフ 0.067 [1.70] 0.004 [0.10] C C 0.049 [1.23] 0.046 [1.16] 0.028 [0.71] Ref. 底面図 C 0.034 [0.85] 0.026 [0.65] 0.070 [1.78] 上面図 0.098 [2.49] 0.086 [2.18] SEATING PLANE 詳細図 A (縮尺 = 9×) 0.120 [3.05] Ref 0.023 [0.58] 11× 0.018 [0.46] 0.010 (0.25) M C A B 0.010 [0.25] Ref. 0.010 [0.25] 12 0.350 [8.89] B 3 0.055 [1.40] Ref. SEATING PLANE 詳細図 A 3 0.019 [0.48] Ref. 0.022 [0.56] Ref. 0.016 [0.41] 0.011 [0.28] 11× 0.306 [7.77] Ref. 端面図 側面図 0.217 [5.51] ランド パターン 寸法 1 12 2 11 3 10 4 9 0.028 [0.71] 0.321 [8.15] 8 注: 1. ASME Y14.5M-1994 に準拠した寸法記入及び許容誤差の定義。 2. 図示した寸法は、 プラスチック製本体の最外部で規定しています。 これには、金型の鋳バリ、 タイ バーのバリ、 ゲートのバリ、及びイン ターリードの鋳バリは含まれませんが、 ブラスチック製本体の上部 及び下部の間のずれを含みます。最大金型突起は、側面ごとに 0.007 [0.18] です。 3. 図示した寸法は、 メッキ厚を含みます。 4. リード間の鋳バリまたは突起を含みません。 5. 寸法の単位はインチ (mm) です。 6. A、B の基準面は、H の値により決定します。 7. 露出パッドは通常、基準面 A、B の中心線上にあります。図示した 「最大」寸法は寸法公差と位置公差を含みます。 7 6 0.429 [10.90] PI-5748a-100311 37 www.powerint.com Rev. E 10/11 TOP264-271 品番コード体系表 • TOPSwitch 製品ファミリー • JX シリーズ番号 • パッケージ コード E プラスチック eSIP-7C V プラスチック eDIP-12 K プラスチック eSOP-12 • リード仕上げ G TOP 264 E G - TL ハロゲン化合物不使用、RoHS 指令適合 • テープ & リール及びその他オプション 空白 標準 38 Rev. E 10/11 www.powerint.com TOP264-271 改訂 A B B B C D E 注 データ シート リリース。 eDIP 部品を追加。 ページ 4 の「ラッチング」を「自動復帰型」に変更。テーブル 3 を更新。 「入力センス抵抗値」を含む文章を更新。 K パッケージ部品を追加。 K、V パッケージ図の更新。 eDIP-12B と eSOP-12B パッケージの追加。eDIP-12 と eSOP-12 パッケージの削除。 日付 01/10 01/10 03/10 07/10 11/10 06/11 10/11 39 www.powerint.com Rev. E 10/11 最新の情報については、弊社ウェブサイト www.powerint.com を参照してください。 Power Integrations は、信頼性または製造性を向上させるために、いつでも製品を変更する権利を留保します。Power Integrations は、 ここに記載した機器または回路を使用したことから生じる事柄について責任を一切負いません。Power Integrations は、ここでは何らの 保証もせず、商品性、特定目的に対する適合性、及び第三者の権利の非侵害の黙示保証なども含めて、すべての保証を明確に否認します。 特許情報 ここで例示した製品及びアプリケーション (製品の外付けトランス構造と回路も含む) は、米国及び他国の特許の対象である場合があり ます。また、潜在的に、Power Integrations に譲渡された米国及び他国の出願中特許の対象である場合があります。Power Integrations の持つ特許の完全なリストは、www.powerint.com に掲載される予定です。Power Integrations は、http://www.powerint.com/ip.htm に定めるところに従って、特定の特許権に基づくライセンスを顧客に許諾します。 生命維持に関する方針 Power Integrations の社長の書面による明示的な承認なく、Power Integrations の製品を生命維持装置またはシステムの重要な構成 要素として使用することは認められていません。ここで使用した用語は次の意味を持つものとします。 1. 「生命維持装置またはシステム」 とは、(i) 外科手術による肉体への植え込みを目的としているか、 または (ii) 生命活動を支援または 維持するものであり、かつ (iii) 指示に従って適切に使用したときに動作しないと、利用者に深刻な障害または死をもたらすと合理 的に予想されるものです。 2. 「重要な構成要素」 とは、生命維持装置またはシステムの構成要素のうち、動作しないと生命維持装置またはシステムの故障を引 き起こすか、あるいは安全性または効果に影響を及ぼすと合理的に予想される構成要素です。 PI ロゴ、TOPSwitch、TinySwitch、LinkSwitch、DPA-Switch、PeakSwitch、CAPZero、SENZero、LinkZero、HiperPFS、HiperTFS、 HiperLCS、Qspeed、EcoSmart、Clampless、E-Shield、Filterfuse、StakFET、PI Expert 及び PI FACTS は Power Integrations, Inc. の商標です。その他の商標は、各社の所有物です。© 2011, Power Integrations, Inc. Power Integrations の世界各国の販売サポート担当 世界各国の本社 5245 Hellyer Avenue San Jose, CA 95138, USA. 代表：+1-408-414-9200 カスタマー サービス： 電話：+1-408-414-9665 ファックス：+1-408-414-9765 電子メール： [email protected] 中国 (上海) Room 1601/1610, Tower 1, Kerry Everbright City No. 218 Tianmu Road West, Shanghai, P.R.C. 200070 電話：+86-21-6354-6323 ファックス：+86-21-6354-6325 電子メール： [email protected] 中国 (深圳) 3rd Floor, Block A, Zhongtou International Business Center, No. 1061, Xiang Mei Rd, FuTian District, ShenZhen, China, 518040 電話：+86-755-8379-3243 ファックス：+86-755-8379-5828 電子メール： [email protected] ドイツ Rüeckertstrasse 3 D-80336, Munich Germany 電話：+49-89-5527-3910 ファックス：+49-89-5527-3920 電子メール： [email protected] インド #1, 14th Main Road Vasanthanagar Bangalore-560052 India 電話：+91-80-4113-8020 ファックス：+91-80-4113-8023 電子メール： [email protected] イタリア Via De Amicis 2 20091 Bresso MI Italy 電話：+39-028-928-6000 ファックス：+39-028-928-6009 電子メール： [email protected] 日本 〒 222-0033 神奈川県横浜市港北区 新横浜 2-12-11 光正第 3 ビル 電話：+81-45-471-1021 ファックス：+81-45-471-3717 電子メール： [email protected] 台湾 5F, No. 318, Nei Hu Rd., Sec. 1 Nei Hu Dist. Taipei, Taiwan 114, R.O.C. 電話：+886-2-2659-4570 ファックス：+886-2-2659-4550 電子メール： [email protected] ヨーロッパ本社 韓国 1st Floor, St. James s House RM 602, 6FL East Street, Farnham Korea City Air Terminal B/D, 159-6 Surrey GU9 7TJ Samsung-Dong, Kangnam-Gu, United Kingdom Seoul, 135-728, Korea 電話：+44 (0) 1252-730-141 電話：+82-2-2016-6610 ファックス： ファックス：+82-2-2016-6630 +44 (0) 1252-727-689 電子メール： 電子メール： [email protected] [email protected] シンガポール 51 Newton Road #19-01/05 Goldhill Plaza Singapore, 308900 電話：+65-6358-2160 ファックス：+65-6358-2015 電子メール： [email protected] アプリケーション ホットライン 世界共通 +1-408-414-9660 アプリケーション ファックス 世界共通 +1-408-414-9760