動作周波数を調整可能な高電圧同期整流式電流モード降圧コントローラ

LT3845A
動作周波数を調整可能な
高電圧同期整流式
電流モード降圧コントローラ
特長
概要
高電圧動作：最大60V
■ 最大600kHzまで同期可能
■ 調整可能な固定周波数：100kHz∼500kHz
■ 出力電圧：最大36V
■ 電流制限時の安定動作
■ 適応型の非オーバーラップ回路により、
スイッチのシュートスルーを防止
■ 不連続動作用の逆インダクタ電流禁止機能により、
軽負荷時の効率が向上
■ プログラム可能なソフトスタート
■ 無負荷時の消費電流：120μA
■ シャットダウン時の消費電流：10μA
■ レギュレーション精度：1%
■ 標準ゲートNチャネル・パワーMOSFET
■ 逆過電流保護
■ 熱特性が改善された16ピンTSSOPパッケージ
LT®3845Aは、
中電力から高電力までの高効率電源に使用さ
れる高電圧、
同期整流式、電流モード・コントローラです。
この
デバイスは4V∼60Vの広い入力電圧範囲（最小起動電圧は
7.5V）
で動作します。
内蔵のレギュレータはVINから直接デバイ
スに電力を供給することによってバイアス要件を簡素化します。
■
LT3845Aは、
消費電流を120μAに低減して軽負荷時に高効率
また、不
を維持するBurst Mode®動作機能を搭載しています。
連続動作をサポートする逆インダクタ電流禁止機能により、
軽負荷時の効率が向上します。
調整可能な固定動作周波数は外部クロックに同期可能なの
で、
ノイズに敏感なアプリケーションに対応できます。
さらに、
大型NチャネルMOSFETをドライブできるゲート・ドライバ、高
精度の低電圧ロックアウト機能、10μAのシャットダウン電流、
短絡保護、
プログラム可能なソフトスタートなどを特長として
います。
アプリケーション
LT3845Aは熱特性が改善された16ピンTSSOPパッケージで
供給されます。
2Vおよび42Vの車載機器および重機
■ 48Vテレコム電源
■ アビオニクスおよび産業用制御システム
■ 配電コントローラ
■
L、LT、LTC、LTM、Burst Mode、Linear TechnologyおよびLinearのロゴはリニアテクノロジー
社の登録商標です。その他すべての商標の所有権は、それぞれの所有者に帰属します。
5481178、6611131、6304066、6498466、6580258を含む米国特許により保護されています。
標準的応用例
48Vから12V/75Wの高電圧降圧レギュレータ
0.1µF
2.2µF
100V
1M
47µF
63V
VIN
1500pF
20k
100pF
143k
2200pF
49.9k
100
BOOST
Si7370DP
TG
SHDN
LT3845A
CSS
SW
BURST_EN
VCC
VFB
BG
VC
PGND
SYNC
SENSE+
fSET
SENSE–
SGND
BAS521
15µH
Si7370DP
0.008Ω
B160
VOUT
12V
75W
33µF
×3
7
VIN = 48V
95
6
90
5
85
4
80
3
2
75
POWER LOSS (W)
82.5k
16.2k
効率および電力損失と
負荷電流
EFFICIENCY(%)
VIN
20V
TO 55V
LOSS
1
70
1µF
65
0.1
1N4148
3845A TA01a
1
LOAD CURENT (A)
10
0
3845A TA01b
3845afa
1
LT3845A
ピン配置
絶対最大定格
（Note 1）
入力電源電圧（VIN）............................................................ 65V
昇圧電源電圧（BOOST）..................................................... 80V
スイッチの電圧（SW）
（Note 8）................................ 65V～−2V
昇圧電圧差（BOOSTからSW）............................................ 24V
バイアス電源電圧（VCC）.................................................... 24V
SENSE＋、SENSE−の電圧 .................................................... 40V
差動検出電圧（SENSE＋からSENSE−）...................... −1V～1V
BURST_ENの電圧 ............................................................... 24V
SYNC、VC、VFB、CSS、SHDNの電圧 ......................................... 5V
SHDNピンの電流 ............................................................... 1mA
動作接合部温度範囲（Note 2）
LT3845AE（Note 3）........................................ −40℃～125℃
LT3845AI ....................................................... −40℃～125℃
LT3845AMP ................................................... −55℃～125℃
保存温度........................................................... −65℃～150℃
リード温度（半田付け、10秒）..........................................300℃
TOP VIEW
VIN
1
16 BOOST
SHDN
2
15 TG
14 SW
CSS
3
BURST_EN
4
VFB
5
VC
6
11 PGND
SYNC
7
10 SENSE+
fSET
8
9
17
13 VCC
12 BG
SENSE–
FE PACKAGE
16-LEAD PLASTIC TSSOP
TJMAX = 125°C, θJA = 40°C/W, θJC = 10°C/W
EXPOSED PAD (PIN 17) IS SGND, MUST BE SOLDERED TO PCB
発注情報
鉛フリー仕様
テープアンドリール
製品マーキング*
パッケージ
温度範囲
LT3845AEFE#PBF
LT3845AEFE#TRPBF
3845AFE
16-Lead Plastic TSSOP
–40°C to 125°C
LT3845AIFE#PBF
LT3845AIFE#TRPBF
3845AFE
16-Lead Plastic TSSOP
–40°C to 125°C
LT3845AMPFE#PBF
LT3845AMPFE#TRPBF
3845AFE
16-Lead Plastic TSSOP
–55°C to 125°C
さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。　*温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。
非標準の鉛ベース仕様の製品の詳細については、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。
鉛フリー仕様の製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。
テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。
3845afa
2
LT3845A
電気的特性
●は全動作温度範囲での規格値を意味する。
それ以外はTA = 25℃での値。注記がない限り、VIN = 20V、VCC = BOOST = BURST_EN = 10V、
SHDN = 2V、
RSET = 49.9kΩ、
SENSE­ = SENSE＋ = 10V、
SGND = PGND = SW = SYNC = 0V。
PARAMETER
CONDITIONS
VIN Operating Voltage Range (Note 4)
VIN Minimum Start Voltage
VIN UVLO Threshold (Falling)
VIN UVLO Threshold Hysteresis
l
l
l
VIN Supply Current
VIN Burst Mode Current
VIN Shutdown Current
VCC > 9V
VBURST_EN = 0V, VFB = 1.35V
VSHDN = 0V
BOOST Operating Voltage Range
BOOST Operating Voltage Range (Note 5)
BOOST UVLO Threshold (Rising)
BOOST UVLO Threshold Hysteresis
VBOOST – VSW
VBOOST – VSW
VBOOST – VSW
BOOST Supply Current (Note 6)
BOOST Burst Mode Current
BOOST Shutdown Current
VBURST_EN = 0V
VSHDN = 0V
VCC Operating Voltage Range (Note 5)
VCC Output Voltage
VCC UVLO Threshold (Rising)
VCC UVLO Threshold Hysteresis
Over Full Line and Load Range
VCC Supply Current (Note 6)
VCC Burst Mode Current
VCC Shutdown Current
VCC Current Limit
VBURST_EN = 0V
VSHDN = 0V
Error Amp Reference Voltage
Measured at VFB Pin
VFB Pin Input Current
VFB = 1.231V
SHDN Enable Threshold (Rising)
SHDN Threshold Hysteresis
Sense Pins Common Mode Range
Current Limit Sense Voltage
Reverse Protect Sense Voltage
Reverse Current Inhibit Offset
Input Current (ISENSE+ + ISENSE–)
MIN
VSENSE+ – VSENSE–
VSENSE+ – VSENSE–, VBURST_EN = VCC
VBURST_EN = 0V or VBURST_EN = VFB
4
3.6
l
l
5
400
MAX
60
7.5
4
15
75
20
1.4
0.1
0.1
l
l
mA
µA
µA
mA
µA
µA
mA
1.238
1.245
1.224
1.215
1.231
l
1.3
1.35
120
l
l
0
90
25
100
–100
10
500
External Sync Frequency Range
l
100
SYNC Input Resistance
300
nA
V
mV
36
115
V
mV
mV
mV
µA
µA
µA
330
kHz
100
kHz
kHz
600
kHz
40
1.4
l
Soft-Start Capacitor Control Current
kΩ
2
2
l
270
340
V
V
1.4
800
–20
–300
l
l
V
V
V
mV
3.7
–40
Minimum Programmable Frequency
Maximum Programmable Frequency
µA
µA
µA
3
100
20
–150
l
270
V
V
V
mV
V
V
V
mV
l
l
VSENSE(CM) = 0V
VSENSE(CM) = 2V
VSENSE(CM) > 4V
UNITS
20
8.3
8
6.25
500
l
Error Amp Transconductance
3.8
670
20
20
9
l
Operating Frequency
SYNC Voltage Threshold
TYP
V
µA
410
µS
Error Amp DC Voltage Gain
62
dB
Error Amp Sink/Source Current
±30
µA
3845afa
3
LT3845A
電気的特性
●は全動作温度範囲での規格値を意味する。
それ以外はTA = 25℃での値。注記がない限り、VIN = 20V、VCC = BOOST = BURST_EN = 10V、
SHDN = 2V、
RSET = 49.9kΩ、
SENSE­ = SENSE＋ = 10V、
SGND = PGND = SW = SYNC = 0V。
PARAMETER
CONDITIONS
MIN
TYP
MAX
UNITS
TG, BG Drive On Voltage (Note 7)
TG, BG Drive Off Voltage
CLOAD = 3300pF
CLOAD = 3300pF
9.8
0.1
V
V
TG, BG Drive Rise/Fall Time
10% to 90% or 90% to 10%, CLOAD = 3300pF
50
ns
Minimum TG Off Time
l
350
650
ns
Minimum TG On Time
l
250
400
ns
Gate Drive Nonoverlap Time
TG Fall to BG Rise
BG Fall to TG Rise
Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可
能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、
デバイスの信頼性と寿命に悪影響
を与える可能性がある。
Note 2：LT3845Aには短時間の過負荷状態の間デバイスを保護するための過温度保護機能が
200
150
ns
ns
Note 4：起動スレッショルド
（7.5V）
より低いVINは、VCCが外部から6.5Vより上にドライブされて
いるときだけサポートされる。
Note 5：動作範囲はMOSFETの絶対最大VGSによって支配される。
備わっている。過温度保護機能がアクティブなとき接合部温度は125℃を超える。規定された
デバイスの信頼性を損なうおそれがある。
最大動作接合部温度を超えた動作が継続すると、
Note 6：電源電流の規格値にはスイッチ・ドライブ電流は含まれない。
実際の電源電流はそれ
より大きくなる。
Note 3：LTC3845AEは0℃～125℃の接合部温度で性能仕様に適合することが保証されている。
Note 7：ゲート・ドライブ出力のON電圧のDC測定値は標準8.6Vである。
内部ダイナミック・ブー
トストラップ動作により、標準スイッチング動作時の標準ゲートON電圧は9.8Vになる。標準動
作ゲートON電圧はテストされないが、設計によって保証されている。
−40℃～125℃の動作接合部温度範囲での仕様は、設計、特性評価および統計学的なプロセ
ス・コントロールとの相関で確認されている。LTC3845AIは−40℃～125℃の動作接合部温度
範囲で動作することが保証されている。LT3845AMPは−55℃～125℃の温度範囲で全数テスト
されて仕様が保証されている。
Note 8：SWピンの−2Vの絶対最大値は過渡状態である。
それは設計によって保証されており、
テストされない。
3845afa
4
LT3845A
標準的性能特性
シャットダウン・スレッショルド
（立ち上がり）
と温度
シャットダウン・スレッショルド
（立ち下がり）
と温度
1.37
1.36
1.35
1.34
1.33
1.32
–50 –25
0
25
50
75
TEMPERATURE (°C)
100
125
8.2
1.25
8.1
1.23
1.22
1.20
–50 –25
0
25
50
75
TEMPERATURE (°C)
100
9
200
ICC CURRENT LIMIT (mA)
VCC (V)
6
5
4
15 20 25
ICC(LOAD) (mA)
30
35
3
40
100
4
5
8
7
6
9
10
11
50
–50
12
–25
6.4
20
6.3
15
6.1
125
10
3845A G07
0
0
2
4
125
350
TA = 25°C
5
100
100
誤差アンプの
トランスコンダクタンスと温度
ERROR AMP TRANSCONDUCTANCE (µS)
25
6.2
0
25
50
75
TEMPERATURE (°C)
3845A G06
ICCとVCC
（SHDN = 0V）
ICC (µA)
VCC UVLO THRESHOLD, RISING (V)
125
3845A G05
6.5
0
25
50
75
TEMPERATURE (°C)
150
75
3845A G04
6.0
–50 –25
175
VIN (V)
VCCのUVLOスレッショルド
（立ち上がり）
と温度
125
225
ICC = 20mA
TA = 25°C
7.90
10
100
ICC電流制限と温度
7
5
0
25
50
75
TEMPERATURE (°C)
3845A G03
VCCとVIN
8.00
VCC (V)
7.5
–50 –25
125
3845A G02
TA = 25°C
0
7.8
7.6
8
7.85
7.9
7.7
1.21
VCCとICC（LOAD）
7.95
ICC = 20mA
8.0
1.24
3845A G01
8.05
VCCと温度
1.26
VCC (V)
SHUTDOWN THRESHOLD, FALLING (V)
SHUTDOWN THRESHOLD, RISING (V)
1.38
6
8
10 12 14 16 18 20
VCC (V)
3845A G08
345
340
335
330
325
320
–50 –25
50
25
75
0
TEMPERATURE (°C)
100
125
3845A G09
3845afa
5
LT3845A
標準的性能特性
I SENSE＋＋SENSE­）
とVSENSE（CM）
（
動作周波数と温度
TA = 25°C
400
200
0
–200
–400
306
OPERATING FREQUENCY (kHz)
I(SENSE+ + SENSE–) (µA)
600
誤差アンプのリファレンスと温度
1.234
308
1.233
ERROR AMP REFERENCE (V)
800
304
302
300
298
296
294
290
–50
–25
0
25
50
75
TEMPERATURE (°C)
100
3845A G10
1.230
1.229
125
1.227
–50 –25
50
25
75
0
TEMPERATURE (°C)
4.54
VIN UVLO THRESHOLD, RISING (V)
104
102
100
98
96
94
–50 –25
50
25
75
0
TEMPERATURE (°C)
100
125
4.52
4.50
4.48
4.46
4.44
4.42
4.40
–50 –25
50
25
75
0
TEMPERATURE (°C)
100
125
3845A G14
3845A G13
電流センス・スレッショルドと
デューティ・サイクル
VINのUVLOスレッショルド
（立ち下がり）
と温度
100
3.86
90
VIN UVLO THRESHOLD, FALLING (V)
CURRENT SENSE THRESHOLD (mV)
125
VINのUVLOスレッショルド
（立ち上がり）
と温度
106
3.84
80
70
3.82
60
50
3.80
40
30
3.78
20
10
0
100
3845A G12
3845A G11
最大電流センス・スレッショルドと
温度
CURRENT SENSE THRESHOLD (mV)
1.231
1.228
292
0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.5 5.0
VSENSE(CM) (V)
1.232
0
10 20 30 40 50 60 70 80 90 100
DUTY CYCLE (%)
3845A G16
3.76
–50 –25
50
25
75
0
TEMPERATURE (°C)
100
125
3845A G15
3845afa
6
LT3845A
ピン機能
BG：BGピンはボトムNチャネルMOSFETのゲート・ドライブで
す。非常に高速の高電流がこのピンからドライブされますの
で、短く幅が広い
（標準0.02インチ幅）PCBトレースを使ってパ
ワーMOSFETのゲートに接続し、
インダクタンスを最小に抑え
ます。
ギュレータ回路の高電流グランド・リファレンスです。
このピン
はV CCデカップリング・コンデンサの負端子に直接接続しま
す。
グランドのPCBレイアウトに役立つヒントに関しては
「アプ
リケーション情報」
のセクションを参照してください。
BOOST：BOOSTピンはブートストラップされたゲート・ドライブ
SENSE­：SENSE­ピンは電流検出アンプの負入力で、
降圧ア
の電源で、SWピンを基準にした低ESRセラミック昇圧コンデ
ンサに外部で接続します。BOOSTコンデンサ
（CBOOST）
の推
奨値は、上側MOSFETの全ゲート容量の少なくとも50倍です。
ほとんどのアプリケーションでは、0.1µFが適当です。
このピン
に現れる最大電圧はVIN＋VCC
（グランド基準）
です。
PGND：PGNDピンは内部の下側スイッチ・ドライバとV CCレ
プリケーションではセンス抵抗のVOUT側に接続します。
SENSE＋：SENSE＋ピンは電流検出アンプの正入力で、
降圧ア
プリケーションではセンス抵抗のインダクタ側に接続します。
SGND：SGNDピンは低ノイズのグランド・リファレンスです。
出
BURST_EN：Burst Mode動作イネーブル・ピン。
このピンは逆電
力コンデンサの­V OUT側に接続します。高電流をこのSGND
流抑止モードの動作も制御します。
このピンの電圧が0.5Vよ
の接続から遠ざけておくため、PCBを注意してレイアウトする
り下のとき、Burst Mode動作と逆電流抑止機能がイネーブル
必要があります。
グランドのPCBレイアウトに役立つヒントに関
されます。
このピンの電圧が0.5Vより上のとき、Burst Mode動
しては
「アプリケーション情報」
のセクションを参照してくださ
作はディスエーブルされますが、逆電流抑止機能は維持され
い。
ます。
この動作モードでは
（BURST_EN = VFB）、1mAの最小
負荷が必要です。
このピンの電圧が2.5Vより上のとき、逆電流
SHDN：SHDNピンの精密なデバイス・イネーブル・スレッショル
抑止はディスエーブルされます。Burst Mode動作と逆電流抑
ドは1.35V（立ち上がり）
で、120mVのヒステリシスがあります。
止をイネーブルするには一般にこのピンをグランドに短絡し、 低電圧ロックアウト
（UVLO）回路を実装するのに使います。
Burst Mode動作はディスエーブルするが逆電流抑止はイネー
UVLO機能の実装については、
「アプリケーション情報」
のセ
ブルするにはV FBに短絡し、両方の機能ともディスエーブルす
クションを参照してください。SHDNピンをトランジスタのVBE
るにはVCCピンに接続します。
「アプリケーション情報」
のセク （0.7V）
より下に引き下げると、低電流シャットダウン・モード
ションを参照してください。
に入り、全ての内部回路がディスエーブルされ、VINの消費電
流は約9µAに減少します。
このピンの標準的入力バイアス電
CSS：このソフトスタート・ピンは電源のソフトスタート機能をプ
流は < 10nAで、
このピンは内部で6Vにクランプされています。
ログラムするのに使います。次式を使って、与えられた出力電
この機能を使わない場合、値の大きな抵抗を通してこのピン
圧スルーレートに対応するCSSを計算します。
をVINに接続することができます。
CSS = 2µA（tSS/1.231V）
ソフトスタート機能を使わない場合はこのピンを接続しないま
まにしておきます。
fSET：fSETピンは外部抵抗
（RSET）
を使って発振器の周波数を
プログラムします。外部同期のクロック信号を与えるときでもこ
の抵抗は必要です。抵抗の値の選択の詳細に関しては、
「アプ
リケーション情報」
のセクションを参照してください。
SW：VBOOST電源のリファレンスおよびブートストラップされた
スイッチの電流リターン。
SYNC：SYNCピンは内部発振器の同期のための外部クロック
入力です。
内部発振器の周波数が外部クロックの周波数より
10%∼25%下になるようにR SETを設定します。使用しない場
合、SYNCピンはSGNDに接続します。詳細については、
この
データシートの
「アプリケーション情報」
のセクションの
「発振
器の同期」
を参照してください。PDIPパッケージではSYNCピ
ンは使用できません。
3845afa
7
LT3845A
ピン機能
TG：TGピンはトップNチャネルMOSFETのためのブートスト
ラップされたゲート・ドライブです。非常に高速の高電流がこ
のピンからドライブされますので、短く幅が広い
（標準0.02イン
チ幅）PCBトレースを使ってパワーMOSFETのゲートに接続
し、
インダクタンスを最小に抑えます。
V C：VCピンは誤差アンプの出力であり、
その電圧は発振器サ
イクル毎の最大（ピーク）
スイッチ電流に対応します。誤差ア
ンプは一般に、VCピンからSGNDにRC回路を接続することに
より、積分器として構成されます。
この回路はコンバータの安
定化制限ループの支配的ポールを生じます。特定の積分器
特性を構成して過渡応答を最適化することができます。Burst
Mode動作がイネーブルされているとき
（ピン4の説明を参照）、
V Cピンの内部低インピーダンス・クランプがバースト・スレッ
ショルドより100mV下に設定されますので、
ピン電圧の負方
向への変化が制限されます。
したがって、
このピンを低イン
ピーダンスのソースで低く引き下げることはできません。VCピ
ンを外部から操作する必要がある場合、1kΩの直列抵抗を通
して行ってください。
VCC：VCCピンは内部バイアス電源のデカップリング・ノードで
す。1µF以上の低ESRセラミック・コンデンサを使ってこのノー
ドをPGNDにデカップリングします。
デバイスのほとんどの内部
機能はこのバイアス電源から給電されます。VCCからBOOST
ピンに接続された外部ダイオードは、
メイン・パワー・スイッチ
のオフ時間の間にブートストラップ・コンデンサを充電します。
レギュレータ電源のVOUT出力など、外部DC電圧源からVCC
ピンをバック・ドライブすると、全体の効率が向上し、
デバイス
内部の電力消費が減少します。
シャットダウン・モードでは、
こ
のピンはピン電圧が0Vに放電するまで20µAをシンクします。
V FB：この出力電圧帰還ピン
（V FB）
は抵抗分割器を介して電
源の出力電圧に外部で接続します。VFBピンは内部で誤差ア
ンプの反転入力に接続されています。安定化状態では、V FB
は1.231Vです。
VIN：VINピンは主電源ピンです。
このピンの近くに配置した低
ESRのコンデンサ
（少なくとも0.1μF）
を使ってSGNDにデカッ
プリングします。
露出パッド
（SGND ）
（ TSSOPパッケージのみ）
：露出リードフ
レームは内部でSGNDピンに接続されています。電気的接続
と最適熱性能を与えるため、露出パッドをPCBのグランドに半
田付けします。
3845afa
8
R1
R2
CIN
CSS
CC2
CC1
RC
RB
RA
CSS
VC
VFB
BURST_EN
SHDN
VIN
+
–
100mV
ERROR
AMP
–
gm
1V
0.5V
+
FEEDBACK
REFERENCE
1.231V
3.8V
REG
SOFT-START
BURST DISABLE
FAULT CONDITIONS:
VIN UVLO
VCC UVLO
VSHDN UVLO
2µA
VREF + 100mV
CSS CLAMPED TO
VREF + VBE
–
+
VREF
8V
REG
–
+
–
+
VIN
+
–
–
+
–
+
–
+
VIN
UVLO
(<4V)
Burst Mode
OPERATION
INTERNAL
SUPPLY
RAIL
VCC
UVLO
(<6V)
–
CURRENT
SENSE
COMPARATOR
Q
R
DRIVE
CONTROL
NOL
SWITCH
LOGIC
DRIVE
CONTROL
S
BST
UVLO
+
110mV
R
S
10mV
–
REVERSE
CURRENT
INHIBIT
SLOPE COMP
GENERATOR
OSCILLATOR
Q
+
DRIVER
DRIVER
BOOSTED
SWITCH
DRIVER
SENSE–
SENSE+
SGND
fSET
SYNC
PGND
BG
VCC
SW
TG
BOOST
RSET
CVCC
CBOOST
M2
L1
D2
(OPTIONAL)
D1
M1
RSENSE
3845A FD
VOUT
COUT
LT3845A
ブロック図
3845afa
9
LT3845A
アプリケーション情報
概要
LT3845Aは高入力電圧範囲の同期整流式降圧DC/DCコン
バータ・コントローラICで、
プログラム可能な固定周波数の
電流モード・アーキテクチャを採用しており、外部Nチャネル
MOSFETスイッチを使います。
LT3845Aはバッテリ駆動アプリケーション向けの高効率低負
荷動作が可能です。Burst Mode動作により、無負荷状態の全
平均入力消費電流は120µAに減少します。低電流シャットダ
ウン・モードにすることもでき、消費電流は10µAに減少します。
必要に応じてBurst Mode動作をディスエーブルすることもでき
ます。
逆電流抑止機能により、非同期動作によって軽負荷時の効率
を上げることができます。
この機能は、
インダクタ電流がゼロに
近づくと同期スイッチをディスエーブルします。全時間同期動
作を望むなら、
この機能をディスエーブルすることができます。
デバイスの内部回路の大部分が内部リニア・レギュレータに
よってバイアスされます。
このレギュレータの出力はV CCピン
なので、
内部レギュレータをバイパスすることができます。関連
した内部回路はコンバータの出力から給電することができる
ので、
コンバータ全体の効率が向上します。外部から得られる
電源を使用すると、VINからVCCに接続されている内部レギュ
レータに関連したデバイス内の電力消費もなくなります。
動作原理（ブロック図参照）
LT3845AはVFBピンを介してコンバータの出力電圧を検出し
ます。
このピンの電圧と内部1.231Vリファレンスの差が増幅さ
れてVCピンに誤差電圧を発生し、
その誤差電圧が電流セン
ス・コンパレータのスレッショルドとして使われます。
通常動作時、LT3845Aの内部発振器はプログラムされた周
波数で動作します。各発振器サイクルの開始時にスイッチ・ド
ライブがイネーブルされます。
スイッチ・ドライブは、検出され
たスイッチ電流がV Cから得られた電流センス・コンパレータ
のスレッショルドを超えてスイッチ・ドライバをディスエーブル
するまで、
イネーブルされた状態に留まります。発振器の1サイ
クル内に電流コンパレータのスレッショルドに達しない場合、
スイッチ・ドライバはサイクルの最後に350ns（ 標準）
の間ディ
スエーブルされます。
この最小オフ時間の動作モードにより、
BOOSTブートストラップ電源の回復が保証されます。
電源条件
LT3845AはVINピンから動作電圧を発生する内部リニア・レ
ギュレータを使ってバイアスされます。LT3845Aの実際上すべ
ての回路がこの内部リニア・レギュレータの出力
（VCC）
を介し
てバイアスされます。
このピンは低ESRの1µFコンデンサを使っ
てPGNDにデカップリングします。
VCCレギュレータは、VINピンに十分な電圧が与えられていれ
ば、8Vの出力を発生します。V CCレギュレータのドロップアウ
トは約1Vで、
ドロップアウト・スレッショルドより低い電圧では
VINピンに追従します。
LT3845Aの起動条件はV IN > 7.5Vです。
これにより、内蔵レ
ギュレータには、VCCピンがそのUVLOスレッショルドより上に
なるのに十分な空き高が与えられます。VCCレギュレータは電
流をソースすることができるだけですから、VCCピンをその8V
の安定化電圧より上に強制すると、外部で得られる電力をデ
バイスに使うことが可能で、
デバイス内の電力消費が最小に
抑えられます。
内蔵レギュレータを起動に使ってから、
コンバー
タの出力からVCCの電力を得ると変換効率が最大になります
ので、一般にはそうします。外部ソースによってVCCが6.5Vより
上に保たれると、LT3845AはVINが4Vに下がっても動作を継
続することができます。
LT3845AはVCC電源から3mAの消費電流で動作します。
この
電流は通常動作時の実際のV CC 消費電流のごく一部です。
追加の電流は昇圧されたスイッチと同期スイッチの両方の
MOSFETのスイッチング電流から生じ、一般にVCC電源から
得られます。
3845afa
10
LT3845A
アプリケーション情報
LT3845Aはリニア・レギュレータを使ってV CCを発生します
ので、高いV IN 電圧では電力消費が問題になることがありま
す。
ゲート・ドライブ電流は一般にMOSFETの1個当り5mA∼
15mAなので、
ゲート・ドライブ電流はかなりの電力消費を生
じることがあります。可能なときは常に外部ソースからV CCと
VBOOSTの電力を得ることを推奨します。
内蔵V CCレギュレータは、MOSFETの合計ゲート電荷が
180nCまでのあらゆる状態で、起動時のゲート・ドライブ電力
を供給します。
レギュレータの電力消費が250mWを超えない
限り、
レギュレータはLT3845Aを連続して動作させることがで
きます。
レギュレータの電力消費は次のように計算されます。
PD（REG）=（VIN−8V）•（fSW • QG（TOTAL）＋3mA）
ここで、QG（TOTAL）はTGとBGの全MOSFETゲート電荷です。
VOUT
VCC
B0520
1µF
1µF
LT3845A
Si1555DL
BG
3倍電圧チャージポンプ
B0520
B0520
VCC
1µF
B0520
1µF
VOUT
1µF
Si1555DL
Si1555DL
LT3845A
3845A AI01
BG
TG
SW
LT3845A
VCC
•
N
VOUT
•
BG
3845A AI04
これらの条件を超えるアプリケーションでは、起動後、VCCは
外部ソースから得る必要があります。短時間のV IN過渡の間
であれば、
レギュレータの最大連続電力消費を超えてもかま
いません。
出力電圧が9V∼20Vの範囲のLT3845Aコンバータのアプリ
ケーションでは、
コンバータの出力からのバックフィーディン
出力からこれらの電源ピンにダ
グVCCとVBOOSTは大きくなく、
イオードを接続して実現することができます。20Vを超える出
力電圧からこれらの電源を得るには、帰還電圧を下げるため
追加のレギュレーションが必要になります。9Vより低い出力で
は、帰還電圧を8VのVCC安定化出力より上に上げるため、昇
圧機能が必要になります。昇圧機能を実現するのに低電力昇
圧スイッチャが時々使われますが、簡単なチャージポンプで多
くの場合この機能を実現できます。
倍電圧チャージポンプ
B0520
インダクタ補助巻線
Burst Mode動作
LT3845Aは低電流Burst Mode機能を採用しており、無負荷お
よび低負荷状態での効率を最大にします。Burst Mode動作は
BURST_ENをSGNDに短絡するとイネーブルされます。Burst
Mode動作は、BURST_ENピンをVFBまたはVCCのどちらかに
短絡するとディスエーブルされます。
V Cピンの電圧を介して検出された必要なスイッチ電流が最
大値の15%より小さいと、Burst Mode動作が作動し、
そのレベ
ルのセンス電流がICの制御パスにラッチされます。出力負荷
3845afa
11
LT3845A
アプリケーション情報
がこのラッチされた電流レベルより小さな電流しか必要としな
いと、
コンバータは各スイッチ・サイクルのあいだ出力をわずか
にオーバードライブします。
このオーバードライブ状態は内部
で検出され、VCピンの電圧は低下し続けるように強制されま
す。VC電圧が15%の負荷レベルより150mV下に下がると、
ス
イッチングがディスエーブルされ、LT3845Aはほとんどの内部
回路をシャットダウンするので、合計消費電流は120µAに減
少します。
コンバータの出力が下がり始めると、VCピンの電圧
が上昇し始めます。VCピンの電圧が15%の負荷レベルに回復
すると、
デバイスは通常動作に戻り、
スイッチングが再開されま
す。V Cピンの内部クランプはスイッチ・ディスエーブル・スレッ
ショルドより100mV下に設定され、
ピン電圧の負方向への変
化が制限されますので、Burst Mode動作時のコンバータ出力
のリップルが最小に抑えられます。
Burst Mode動作時、V INピンの電流は20µAで、V CC 電流は
100µAに減少します。V CCに外部ドライブが与えられていな
いと、
すべてのV CCバイアス電流はV INピンから来ますので、
合計VIN電流は120µAになります。
出力から得られるソースを
使ってV CCをドライブすると、VIN電流のVCC成分がコンバー
タの降圧比だけ減少するので、
バースト電流をさらに減らすこ
とができます。
逆電流抑止
LT3845Aは逆電流抑止機能を備えており、軽負荷状態の効
率を最大にします。
このモードの動作により、軽負荷での不連
続動作とパルス・スキップ・モードが可能になります。図1を参
照してください。
IL
PULSE SKIP MODE
この機能はBurst Mode動作でイネーブルされ、BURST_ENピ
ンをVFBに短絡することによってBurst Mode動作がディスエー
ブルされているときもイネーブルすることができます。
逆電流抑止がイネーブルされているとき、LT3845Aのセンス・
アンプはインダクタ電流がゼロに近づくのを検出してスイッ
チ・サイクルの残りの部分で同期スイッチをディスエーブルしま
す。
同期スイッチがディスエーブルされる前にインダクタ電流が
負になることが許されていると、
スイッチ・ノードが高いdv/dtで
正方向に誘導性の跳躍をすることがあります。LT3845Aはこ
れを防ぐため、
センス入力に10mVの正のオフセットを組み込
んでいます。
逆電流抑止機能がイネーブルされていると、LT3845Aコン
バータは軽負荷時に非同期コンバータに非常に似た動作を
します。逆電流抑止により、
インダクタ・リップル電流に関連し
た抵抗性損失が減少しますので、軽負荷状態の動作効率が
改善されます。
逆電流抑止モードで動作しているLT3845A DC/DCコンバー
タの最小負荷条件は1mAです
（BURST_EN = VFB）。
ほとんど
のアプリケーションではLT3845Aの出力からLT3845Aに給電
しますので、
この条件はデバイスのバイアス電流によって満た
されますが、
出力から電力を得ないアプリケーションでは、
コ
ンバータの出力電圧プログラミング抵抗の1つ
（R1）
としてVFB
からグランドに1.2kの抵抗を使うとこの条件が簡単に満たさ
れます。Burst Mode動作（BURST_EN < 0.5V）
または連続導
通モード
（BURST_EN > 2.5V）
では、最小負荷の制限はあり
ません。
IL
FORCED CONTINUOUS
DECREASING
LOAD
CURRENT
3845A F01
図1．
インダクタ電流とモード
3845afa
12
LT3845A
アプリケーション情報
ソフトスタート
適応型非オーバーラップ
（NOL）
出力段
ソフトスタート機能は電源の出力電圧の起動時のスルーレー
FETドライバの出力段は適応型非オーバーラップ制御を実装
トを制御します。制御された出力電圧のランプにより、
出力電
しています。
この機能は、外部スイッチ素子の種類、
サイズ、動
圧のオーバーシュートが最小に抑えられ、VIN電源からの突
作条件に依存せずに、一定のデッドタイムを維持し、
シュート
入電流が減少し、電源のシーケンス制御が簡単になります。 スルー・スイッチ電流を防ぎます。
C SSピンからSGNDに接続されたコンデンサ
（C SS）
により、
ス
ルーレートがプログラムされます。
このコンデンサは内部の
2個のスイッチ・ドライバがそれぞれNOL制御回路を備えて
2µAソースによって充電され、
ランプ電圧を発生します。
この
おり、
この回路は他方のスイッチ・ドライバの出力ゲート・ドラ
コンデンサの電圧は誤差アンプへの内部リファレンスをオー
イブ信号をモニタします。NOL制御回路は、他方のスイッチ・
バーライドします。V FBピンの電圧がCSSピンの電圧を超える
ゲートが完全に放電するまで、関連したスイッチ・ドライバの
と、DC制御電圧（V C ）
によって設定された電流スレッショル 「ターンオン」
コマンドを遮ります。
ドが減少し、
インダクタ電流が低下します。
これは次に出力電
圧のスルーレートを減少させるので、CSSピンの電圧ランプは
シャットダウン
V FBピンの電圧に追いつくことができます。内部100mVオフ
LT3845AのSHDNピンには、バンドギャップで発生させた
セットがC SSピン電圧を基準にしたV FBピンの電圧に加算さ
1.35Vのリファレンス・スレッショルドが使われています。
この
れるので、起動時には、
ソフトスタート回路はVCピンの電圧を
高精度スレッショルドにより、
ロジック・レベルで制御されるア
ゼロ・インダクタ電流に相当するDC制御電圧より下に放電し
プリケーションと、電源シーケンシングのようなアナログでモ
ます。
これにより、入力電源の突入電流が減少します。
ソフトス
ニタするアプリケーションの両方にSHDNピンを使うことがで
タート回路はCSSピンの電圧が内部リファレンスの1.231Vより
きます。
200mV上まで充電されるとディスエーブルされます。
LT3845Aの動作状態は主にVCCレギュレータ・ピンのUVLO
VIN UVLO、VCC UVLOまたはSHDN UVLOの生じている間、 回路によって制御されます。
デバイスがSHDNピンによってイ
C SSピンの電圧は50µAの電流源で放電します。通常動作で
ネーブルされると、V CCレギュレータだけがイネーブルされま
は、CSSピンの電圧はVFBピンの電圧よりダイオード1個分上に
す。VCCピンがUVLOスレッショルドに達するまでスイッチング
クランプされます。
したがって、CSSコンデンサの値は、
どのくら
はディスエーブルされたままです。UVLOスレッショルドに達す
い長いフォールト・イベントがソフトスタートを再度トリガする
るとデバイスの残りの部分がイネーブルされ、
スイッチングが
かに関係します。上述のUVLO状態のどれかが生じると、CSS
開始されます。
ピンの電圧は50µAの電流源で放電します。CSSピンの電圧が
アクティブ領域に入ってソフトスタート機能がイネーブルされ
LT3845Aによって制御されるコンバータは電力転送デバイス
る前に、
フォールトを乗り切るためのダイオード1個分の空き
なので、入力電源の電圧が予想されるよりも低いと、
その電源
高があります。
のソース能力を超える電流が必要になり、
システムが低電圧
状態にロックすることがあります。入力電源起動保護は、VIN
また、CSSピンの電圧はVFBピンの電圧よりダイオード1個分上
電源からグランドに抵抗分割器を使ってSHDNピンをイネー
にクランプされていますので、短絡時にVFBピンの電圧が L
ブルすることにより実現することができます。
その電源が適切
になるとCSSピンの電圧も L に引き下げられます。短絡が解
な電圧のとき分割器の出力が1.35Vになるように設定すると、
消すると、VFBピンの電圧が回復し始めます。VFBピンの電圧
入力電源が必要な電力を供給できるまでLT3845Aコンバー
がゆっくりランプしているC SSピンの電圧を超えると、
ソフトス
タが大きな電流を引き出すことを防ぎます。SHDNピンには
タート回路が出力電圧のスルーレートの制御を受け継ぎ、短
120mVの入力ヒステリシスがあるので、入力電源がほとんど
絡からの回復時の出力電圧のオーバーシュートを減らします。 10%垂下するまではコンバータはディスエーブルされません。
3845afa
13
LT3845A
アプリケーション情報
⎛V ⎞
100mV – 45mV ⎜ OUT ⎟
⎝ VIN ⎠
IPEAK(MAX) =
RSENSE
最大出力負荷電流（IOUT（MAX））
は、
ピーク・インダクタ電流か
らピーク・トゥ・ピーク・リップル電流ΔIの半分を差し引いたも
のです。
RSENSEの標準的値は0.005Ω∼0.05Ωです。
動作周波数
動作周波数の選択には、効率と部品サイズの間のトレードオ
フが必要です。低周波数動作ではMOSFETのスイッチング損
失とゲート電荷損失が減少して効率が改善されます。
ただし、
低周波数動作では所定の量のリップル電流に対してインダク
タンス値を大きくする必要がありますので、
インダクタのサイ
ズが大きくなりコストが増加します。
リップル電流の増加が許
容される場合、同じ出力リップルを維持するには出力コンデ
ンサを大きくする必要があるかもしれません。V INからV OUT
への降圧比が大きなコンバータの場合、別の検討事項として
LT3845Aの最小オン時間があります
（「最小オン時間に関す
る検討事項」
のセクションを参照）。動作周波数に関する最後
の検討事項として、
ノイズに敏感な通信システムでは、
スイッチ
ング・ノイズを敏感な周波数帯から排除するのが多くの場合
望ましいといえます。LT3845Aには固定周波数アーキテクチャ
が使われており、図2に示されているように、fSETピンからグラ
ンドに接続した1本の抵抗を使って100kHz∼500kHzの範囲
でプログラムすることができます。f SETピンの公称電圧は1V
で、
このピンから流れる電流は内部の発振器コンデンサを充
電するのに使われます。所定の動作周波数に対するRSETの値
は、図2または次式から選択することができます。
RSET（kΩ）= 8.4 • 104 • fSW（–1.31）
200
180
160
140
RSET (kΩ)
RSENSEの選択
電流センス抵抗（RSENSE）
は電源のインダクタ電流をモニタし
ます
（表紙の
「標準的応用例」
を参照）。
その値は必要な最大
出力負荷電流に基づいて選択します。LT3845Aの電流検
出アンプの最大電圧スレッショルドはデューティ・サイクルに
よって変わります。最大ピーク電流は次式によって計算されま
す。
120
100
80
60
40
20
0
100
200
300
400
FREQUENCY (kHz)
600
500
3845A F2
図2．
タイミング抵抗（RSET）
の値
一般的な動作周波数に対する抵抗の標準値を表1に示しま
す。
表1．推奨1%標準値
RSET (kΩ)
fSW (kHz)
191
100
118
150
80.6
200
63.4
250
49.9
300
40.2
350
33.2
400
27.4
450
23.2
500
3845afa
14
LT3845A
アプリケーション情報
インダクタの選択
インダクタ選択の重要なパラメータは、最小インダクタンス値、
電圧時間積、飽和電流およびRMS電流です。
与えられたΔILに対し、
最小インダクタンス値は次のように計算
します。
L ≥ VOUT •
VIN(MAX) – VOUT
fSW • VIN(MAX) • ∆IL
fSWはスイッチング周波数です。
Δ I L の値の標 準 的 範 囲は（ 0 . 2 • I O U T（ M A X ））∼（ 0 . 5 •
IOUT（MAX））
です。
ここで、IOUT（MAX）は電源の最大負荷電流
です。ΔIL = 0.3 • IOUT（MAX）を使うと、
インダクタの性能とイ
ンダクタのサイズおよびコストの間に設計上の適当な妥協点
が得られます。ΔIL = 0.3 • IOUT（MAX）の値は、電源のDC出力
電流を基準にIOUT（MAX）の 15%のリップル電流を生じます。
ΔILの値が小さいほど、大きくてコストの高い磁気部品が必要
になります。ΔILの値が大きいほど、
ピーク電流が増加し、電源
の入力と出力にもっと大きなフィルタが必要になります。ΔILが
大き過ぎると、
スロープ補償回路の効果が失われ、50%を超
えるデューティ・サイクルでは電流モードの不安定性が生じま
す。
スロープ補償の要件を満たすには、最小インダクタンス値
を次のように計算します。
L MIN > VOUT •
2DCMAX – 1 RSENSE • 8.33
•
DCMAX
fSW
磁気部品のベンダーは飽和電流とRMS電流のどちらか、
また
は両方の仕様を定めています。
インダクタの飽和電流に基づ
いてインダクタを選択するときは、
インダクタを流れるピーク電
を使います。
インダクタの飽和電流の
流（I OUT（MAX）＋ΔIL/2）
仕様は、
（ゼロ電流で測定した）
インダクタンスが規定された量
（標準は30%）
だけ減少する電流です。
RMS電流定格に基づいてインダクタを選択するときは、
インダ
クタを流れる平均電流（IOUT（MAX））
を使います。RMS電流の
仕様は、
デバイスが25℃の周囲温度で規定温度上昇（標準は
40℃）
を示すRMS電流です。
設計に必要な最小インダクタ値、
電圧時間積、
飽和電流および
RMS電流を計算した後、
標準品のインダクタを選択します。
アプ
リケーション支援に関しては弊社にお問い合わせください。
インダクタの選択の詳細については、LTCの
「アプリケーション
ノート44」
の
「インダクタの選択」
のセクションを参照してくださ
い。
MOSFETの選択
外部のNチャネル標準レベル・パワーMOSFETの選択基準と
しては、
オン抵抗（RDS（ON））、逆伝達容量（CRSS）、最大ドレイ
ン-ソース電圧（VDSS）、全ゲート電荷（QG）
および最大連続ド
レイン電流があります。
最大の効率を得るには、R DS（ON）とC RSSを最小にします。低
RDS（ON）は導通損失を最小に抑え、低CRSSは遷移損失を最
小に抑えます。やっかいなのは、R DS（ON）とC RSSが逆相関の
関係にあることです。
トップMOSFETの選択では、遷移損失と
導通損失のバランスをとるのが賢明ですが、
ボトムMOSFET
は導通損失に支配され、導通損失が短絡時または非常に低
いデューティ・サイクルで悪化します。
MOSFETの最大導通損失を計算します。
PCOND(TOP) =IOUT(MAX)2 •
VOUT
•RDS(ON)
VIN
PCOND(BOT) =IOUT(MAX)2 •
VIN – VOUT
•RDS(ON)
VIN
3845afa
15
LT3845A
アプリケーション情報
RDS（ON）は正の温度によって大きく変動することに注意してく
ださい。MOSFETの製造元のデータシートには
「RDS（ON）
と温
度」
の特性曲線が含まれています。
わることがあります。
このピンからグランドにキャッチ・ショット
キー・ダイオードを接続すると、
この影響が除去されます。
この
ダイオードの電流定格は一般に1Aで十分です。
主MOSFETの遷移損失はVIN2に比例し、高電圧アプリケー
ション
（VIN > 20V）
ではかなり大きくなることがあります。最大
遷移損失を計算します。
内部V CCレギュレータは最大40mAまでソースする能力があ
り、最大合計MOSFETゲート電荷（Q G）
を35mA/f SWに制限
します。
「 Q GとV GS 」の仕様が一般にMOSFETのデータシー
トに与えられています。VGSが8VのときのQGを使います。VCC
が外部電源からバック・ドライブされる場合、MOSFETのド
ライブ電流はLT3845Aの内部レギュレータから供給されず、
MOSFETのQGはデバイスによって制限されることはありませ
ん。
ただし、起動時や短絡時など、VCCをバック・ドライブする
外部電源を利用できないとき、MOSFETのドライブ電流は内
部レギュレータによって供給されることに注意してください。
PTRAN（TOP）= k • VIN2 • IOUT（MAX）• CRSS • fSW
ここで、kはゲート・ドライバ 電 流と逆 相 関する定 数で、
LT3845Aのアプリケーションではk = 2で近似されます。
MOSFETの合計最大消費電力は以下のとおりです。
PTOP（TOTAL）= PCOND（MAIN）＋PTRAN（MAIN）
PBOT（TOTAL）= PCOND（SYNC）
高い電源効率を達成するには、各スイッチの合計電力消費を
全出力電力の3%未満に保ちます。
また、熱解析をおこなって、
MOSFETの接合部温度を超えないようにします。
TJ = TA＋P（TOTAL）• θJA
ここで、θJAはパッケージの熱抵抗、TAは周囲温度です。計算
されたTJを最大規定接合部温度（標準150℃）
より下に保ちま
す。
VINが高くfSWが高いと遷移損失が支配的になることがあるこ
とに注意してください。RDS（ON）が高く、CRSSが低いMOSFET
が高い効率を与えることがあります。VDSSの規定電圧値が高
いMOSFETは通常RDS（ON）が高く、CRSSが低くなります。
MOSFETのV DSSの規定値は、MOSFETのドレインからソー
スの最大電圧（これはVIN（MAX）にスイッチ・ノードのあらゆる
リンギングを加えたもの）
を超える値を選択します。
スイッチ・
ノードのリンギングは、適切なPCBレイアウトと
（必要なら）RC
スナバを使って大幅に減らすことができます。
アプリケーションによっては、寄生FET容量によって、
スイッチ・
ノードの負方向の過渡がLT3845Aのボトム・ゲート・ドライブ・
ピンに結合し、絶対最大定格を超える負電圧がそのピンに加
製造元の最大連続ドレイン電流の規定値が、
ピーク・スイッチ
電流（IOUT（MAX）＋ΔIL/2）
を超えるようにします。
電源起動時、
ゲート・ドライブのレベルはVCC電圧レギュレー
タによって約8Vに設定されます。電源が起動すると、V CCは
VOUTなどの補助電源によってバック・ドライブすることができ
ます。製造元の最大VGSの規定値を超えないことが重要です。
標準レベルのスレッショルドのMOSFETのVGSの最大値は一
般に20Vです。
入力コンデンサの選択
入力電流は高速の立ち上がり時間と立ち下がり時間のパル
スなので、降圧コンバータにはローカル入力バイパス・コンデ
ンサが必要です。入力コンデンサの選択基準はバルク容量と
RMS電流能力に基づいています。
バルク容量により電源の入
力リップル電圧が決まります。
コンデンサの過熱を防ぐには
RMS電流能力を使います。
バルク容量は最大入力リップル電圧（ΔVIN）
に基づいて計算
します。
CIN(BULK) =
IOUT(MAX) • VOUT
∆VIN • fSW • VIN(MIN)
3845afa
16
LT3845A
アプリケーション情報
ΔVINは一般にユーザーに受け入れられるレベルで選択され
ます。
出発点として100mV∼200mVが良いでしょう。
アルミ電
解コンデンサは単位面積当りの容量が高いので、高電圧のバ
ルク容量に適しています。
コンデンサのRMS電流は次のとおりです。
ICIN(RMS) =IOUT
VOUT (VIN – VOUT )
(VIN )2
もし適用可能であれば最悪条件（VIN = 2VOUT）
で計算しま
す。
コンデンサのRMS電流定格は製造元によって規定されて
おり、計算されたICIN（RMS）を超えるものにします。
セラミック・
コンデンサのESR（等価直列抵抗）
は低いので、
セラミック・コ
ンデンサは高電圧、高RMS電流の処理に適しています。
アル
ミ電解コンデンサの製造元の規定するリップル電流定格は
2000時間の寿命時間に基づいていることに注意してください。
このため、
コンデンサをさらにディレーティングする、
つまり要
求条件よりも高い温度定格のコンデンサを選択することを推
奨します。
入力コンデンサの要件を満たす経済的手法として、
アルミ電
解コンデンサとセラミック・コンデンサを組み合わせます。
コン
デンサの電圧定格はV IN（MAX）より大きくなければなりませ
ん。
サイズまたは高さの設計条件を満たすため、複数のコンデ
ンサを並列に接続することもできます。
コンデンサはMOSFET
スイッチに近接させて配置し、短く幅の広いPCBトレースを
使って寄生インダクタンスを最小に抑えます。
出力コンデンサの選択
出力コンデンサ
（COUT）
は、設計の出力電圧リップル
（ΔVOUT）
と過渡負荷の要件に基づいて選択します。ΔV OUTはΔI Lと
COUTのESRの関数です。
これは次式で計算されます。
⎛
⎞
1
∆VOUT = ∆IL • ⎜ESR+
⎟
(8 • fSW • COUT ) ⎠
⎝
ΔV OUTの設計要件を満たすのに必要な最大ESRは次式に
よって計算することができます。
ESR(MAX)=
(∆VOUT )(L)(fSW)
⎛
⎞
V
VOUT • ⎜1– OUT ⎟
⎜
⎟
⎝ VIN(MAX) ⎠
ワーストケースのΔVOUTは最も高い入力電圧で生じます。ESR
の要件を満たすには、並列に接続した複数のコンデンサを使
います。ESRの要件を緩和するには、
オプションとしてインダク
タンスを大きくします。ΔVOUTを極端に低くするには、電源の
出力にLCフィルタ段を追加することができます。
「アプリケー
ションノート44」
には、追加の出力フィルタのサイズ設定に役
立つヒントがいくつか含まれています。
出力電圧のプログラミング
抵抗分割器は次式に従ってDC出力電圧を設定します。
⎞
⎛ V
R2 = R1⎜ OUT – 1⎟
⎝ 1.231V ⎠
図3に示されているように、外部抵抗分割器はコンバータの出
力に接続します。帰還抵抗の許容誤差が出力電圧の誤差に
加わります。
例：VOUT = 12V；R1 = 10kΩ
⎞
⎛ 12V
R2 =10k ⎜
−1⎟ = 87.48kΩ −use 86.6k 1%
⎝ 1.231V ⎠
VFBピンには標準で25nAの入力バイアス電流が流れるので、
非常に大きな値の帰還抵抗を使うとコンバータの出力が所期
の値よりわずかに高くなることがあります。
バイアス電流による
出力誤差は次のように見積もることができます。
ΔVOUT（BIAS）= 25nA • R2
3845afa
17
LT3845A
アプリケーション情報
L1
VOUT
スタンバイ・モードの消費電流を低くする必要があれば、大き
な値のRBを選択します。
COUT
R2
電源のターンオフ電圧はターンオン電圧の9%下です。
この例
では、VSUPPLY（OFF）は13.2Vになります。
VFB PIN
R1
3845A F03
図3．
出力電圧帰還分圧器
VSUPPLY
RA
SHDN PIN
RB
3845A F04
図4．低電圧帰還分圧器
電源のUVLOとシャットダウン
SHDNピンの精密電圧スレッショルドにはヒステリシスがあ
り、電源の低電圧ロックアウト
（UVLO）
のスレッショルドとし
て使うことができます。低電圧ロックアウトは、
ユーザーによっ
てプログラムされた特定の電圧を電源入力電圧が超えるま
で、LT3845Aをシャットダウン状態に保ちます。
ヒステリシス電
圧により、UVLOの誤ったトリップによるノイズを防ぎます。
抵抗は、
最初にRBを選択してから選択します。
⎛V
⎞
SUPPLY(ON)
RA = R B • ⎜
– 1⎟
⎝ 1.35V
⎠
VSUPPLY（ON）は、低電圧ロックアウトがディスエーブルされて
電源がオンする入力電圧です。
例：RB = 49.9kΩ、VSUPPLY（ON）= 14.5V（15Vの最小入力電
圧に基づく）
を選択します。
イネーブル機能に追加のヒステリシスが望ましい場合、外部
正帰還抵抗をLT3845Aのレギュレータの出力に接続すること
ができます。
シャットダウン機能は、大きな値のプルアップ抵抗を使って
SHDNピンをVINに接続することによりディスエーブルすること
ができます。
このピンは6Vへの低インピーダンス・クランプを
備えていますので、SHDNピンはプルアップ抵抗（RPU）
からの
電流をシンクします。
ISHDN =
VIN – 6V
RPU
この構成はSHDNピンを6Vにクランプしますので、
このピンの
5Vの絶対最大電圧定格に違反します。
ただし、絶対最大入力
電流定格の1mAを超えない限り、
これは許容されます。SHDN
ピンの入力電流は100μA未満にすることを推奨します。
この構
成には1MΩ以上のプルアップ抵抗が一般に使われます。
ソフトスタート
次のようなCSSコンデンサを使って望みのソフトスタート時間
（tSS）
をプログラムします。
CSS =
2µA • t SS
1.231V
C SSピンの電圧がそのアクティブ領域に入る前に、電源が
VIN、VCCまたはVSHDN UVLOのフォールト状態を耐えること
ができる時間（tFAULT）
は、
およそ次式によって与えられます。
t FAULT =
CSS • 0.65V
50µA
⎛ 14.5V ⎞
R A = 49.9k • ⎜
– 1⎟
⎝ 1.35V ⎠
= 486.1k (499k resistor is selected)Ω
3845afa
18
LT3845A
アプリケーション情報
発振器の同期
発振器は外部クロックに同期させることができます。RSET抵抗
は望みの同期周波数より少なくとも10%下に設定します。
振幅が2V以上、
パルス幅が1µs以上、立ち上がり時間が500ns
以下の方形波でSYNCピンをドライブすることを推奨します。
同期波形の立ち上がりエッジが内部発振器のコンデンサの
放電をトリガします。Nパッケージでは、SYNCピンを使用でき
ません。
最小オン時間に関する検討事項（降圧モード）
最小オン時間tON（MIN）は、LT3845AがトップMOSFETをオン
し、再度オフすることができる最小時間です。
これは内部タイミ
ング遅延とトップMOSFETをオンするのに必要なゲート電荷
の量によって決まります。低デューティ・サイクルのアプリケー
ションでは、
この最小オン時間のリミットに接近する可能性が
ありますので、次の条件を満たすように注意が必要です。
t ON =
VOUT
>t
VIN • fSW ON(MIN)
ここで、tON（MIN）はワーストケースで400nsです。
デューティ・サイクルが最小オン時間で対応可能な値より低く
なると、LT3845Aはサイクル・スキップを開始します。
出力は安
定化されますが、
リップル電流とリップル電圧が増加します。
低い周波数の動作を許容できれば、
同じ降圧比に対してオン
時間をtON（MIN）より上に増加させることができます。
レイアウトに関する検討事項
LT3845Aは一般に大きなスイッチング過渡が関係してくるDC/
DCコンバータのデザインに使われます。
デバイスに内蔵された
スイッチ・ドライバは大きな容量をドライブするように設計され
ており、
そのため、
それ自身大きな過渡電流を発生します。電
源のバイパス・コンデンサの位置に関しては、
デバイスが使う
グランド・リファレンスが乱されるのを防ぐため、注意深く検討
する必要があります。
一般に、高電流経路と入力電源およびローカル・ドライブ電源
からの過渡電流はSGNDから絶縁する必要があります。誤差
アンプのリファレンスや電流センス回路などの敏感な回路は
SGNDを基準にしています。
効果的な接地は、
グランド・プレーンを流れるスイッチ電流と
各バイパス・コンデンサのリターン電流経路を検討することに
よって実現されます。V INバイパスのリターン、VCCバイパスの
リターン、および同期FETのソースにはPGND電流が流れま
す。SGNDはVOUTバイパス・コンデンサの負端子を起点とした
LT3845Aの小信号リファレンスです。
細いトレースを使ってグランド経路を分離しようとしないでく
ださい。
良いグランド・プレーンは常に重要ですが、PGNDを
基準にしたバイパス素子は、
これらのリターン経路内の過渡
電流がSGNDリファレンスを乱さないように、配置方向を定め
る必要があります。
スイッチの導通時間の間隙に生じるデッドタイムの間、同期
FETのボディー・ダイオードがインダクタ電流を流します。
この
ダイオードを反転させるには主スイッチから多量の電荷を与
える必要があります。
ボディー・ダイオードが反転する瞬間、電
流の不連続状態が生じ、寄生インダクタンスにより、
スイッチ・
ノードがこの不連続状態に応答して跳ね上がります。電流が
大きく、過度の寄生インダクタンスが存在すると、
きわめて高
速のdV/dtの立ち上がり時間が生じます。
この現象により、同
期FETボディー・ダイオードのなだれ降伏、
スイッチ・ノードの
大きな誘導性オーバーシュート、
および同期FETの寄生ター
ンオンによるシュートスルー電流が生じることがあります。
この
ノードの寄生インダクタンスを最小に抑えるレイアウトと部品
の配置方向はこれらの影響を減らすのに重要です。
コンバータ回路の波形にリンギングが現れると、
デバイスの動
作不良、過度のEMI、
または不安定動作を生じることがあり
ます。多くの場合、原因となるデバイスの両端に直列RCネット
ワークを使って、
リンギングの生じた波形を減衰させることが
できます。LT3845Aのアプリケーションでは、
リンギングは一般
にスイッチ・ノードで生じ、同期FETの両端にスナバを配置す
ることにより減少させることができます。
ただし、
スナバ・ネット
ワークの使用は最後の手段と考えるべきです。効果的なレイ
アウトでは、一般にリンギングとオーバーシュートを減らし、
こ
のようなソリューションの必要性をなくします。
3845afa
19
LT3845A
アプリケーション情報
効果的な接地手法はDC/DCコンバータのレイアウトを成功さ
V CCとBOOSTのデカップリング・コンデンサはデバイスに近
せるのに不可欠です。電力経路の部品は、
グランド・プレーン
接させて配置します。
これらのコンデンサはMOSFETドライバ
の電流経路が信号グランド領域を横切らないように方向を設
の高いピーク電流を供給します。小信号部品は高周波数のス
定します。信号グランドはTSSOPパッケージのLT3845Aデバイ イッチング・ノード
（BOOST、SW、TG、V CCおよびBG）から離
スの裏面の露出パッドを基準にしています。SGNDはVOUTの
して配置します。小信号ノードはLT3845Aの左側に配置され、
デカップリング・コンデンサの
（­）端子を基準にしており、
コン
高電流のスイッチング・ノードはデバイスの右側に配置されて
バータの電圧帰還リファレンスとして使われます。電力グラン
いるので、
レイアウトが簡単です。
これは、SGNDリファレンスの
ド電流はPGNDピンを介してLT3845Aで制御され、
このグラン
撹乱を防ぐのにも役立ちます。
ドは
（ローカルV CC電源とともに）高電流同期スイッチ・ドライ
ブ部品の基準になります。PGND電圧とSGND電圧を相互に
VFBピンは
（SENSE­ピンなどの）他のノードとは独立に直接
一定に保つことが重要なので、
これらのグランドを細いトレー
帰還抵抗に接続します。帰還抵抗は出力コンデンサC OUTの
スで分離することは推奨しません。同期FETがオンすると、 （＋）端子と
（­）端子の間に接続します。帰還抵抗はLT3845A
ゲート・ドライブのサージ電流がFETのソースからLT3845A
に近接させて配置し、高インピーダンスのVFBノードの長さを
のPGNDピンに戻ります。BOOST電源のリフレッシュ・サージ
最小にします。
電流もこの同じ経路を通って戻ります。同期FETは、
これらの
PGNDリターン電流がSGNDリファレンスを乱さないように、 SENSE­とSENSE＋のトレースは一緒に配線し、
できるだけ短
配置方向を設定します。PGNDのリターン経路によって引き起
くします。
こされる問題は一般に重負荷状態で認められ、1回のスイッ
チ・サイクルの間に発生する複数のスイッチ・パルスとして確認
LT3845AのTSSOPパッケージは、パッケージの裏側の露出
されます。
この現象はSGNDが撹乱されており、接地を改善す
パッドを通してデバイスの熱を効率的に取り去るように設計さ
る必要があることを示しています。
ただし、SGNDの撹乱は多
れています。露出パッドはPCBの銅フットプリントに半田付け
くの場合、小さなコンデンサ
（100pF∼200pF）
を同期スイッチ
します。
このフットプリントはできるだけ大きくして、
デバイスの
FETのドレインからソースに追加することにより除去すること
ケースから周囲の空気への熱抵抗を減らします。電力経路の
ができます。
部品の配置については図5を参照してください。
VIN
BOOST
SW
SGND
REFERRED
COMPONENTS
+
TG
LT3845A
VCC
SGND PGND
SW
BG
+
スイッチMOSFETと入力コンデンサ（C IN ）で形成される高
di/dtのループのトレースは長さを短く幅を広くして、誘導性リ
ンギングによる高周波ノイズと電圧ストレスを最小に抑えま
す。表面実装部品は部品のリードの寄生インダクタンスを下
げるため好まれます。主スイッチMOSFETのドレインをCINの
（＋）
プレートに直接接続し、同期スイッチMOSFETのソース
をC INの
（­）端子に直接接続します。
このコンデンサはスイッ
チMOSFETにAC電流を供給します。
スイッチ経路の電流はス
イッチFET、
スイッチングされるインダクタ、
および入力と出力の
デカップリング・コンデンサを互いに近接させることによって制
御することができます。
3845A AI03
VOUT
ISENSE
図5. 部品配置により電力経路とPGNDの電流を分離し、
SGNDリファレンスの撹乱を防止
3845afa
20
LT3845A
標準的応用例
60Vの過渡電圧に耐えられる、
9V∼16Vから3.3V/10AのDC/DCコンバータ、
全てセラミック・コンデンサで、
ソフトスタートがイネーブルされている
VIN
9V TO 16V
60V TRANSIENTS
CIN
2.2µF
100V
×4
CIN2
0.1µF
100V
C5
1µF
16V
R3
1.1M
VIN
SHDN
CSS
C3
8200pF
R1
10k
R2
16.9k
BOOST
LT3845A
BURST_EN
SENSE
C4
2.2µF
16V
SGND
C2
R6
6800pF 49.9k
CIN: TDK C4532X7R2A225K
COUT: MURATA GRM32ER60J107ME20
D1: DIODES INC. B3100
L1: WURTH 7443551370
VIN
R7
4.99k
D3
12V
VOUT
3.3V
10A
COUT
100µF
6.3V
×5
+
SENSE–
fSET
RSENSE
0.006Ω
M2
Si7370DP
PGND
SYNC
R5
100k
D1
D2A BAV99
BG
VFB
SYNC
L1
3.3µH
SW
VCC
VC
R4
25k
M1
Si7370DP
TG
D2B
BAV99
Q1
60V
3845A TA02
効率と電力損失
6
95
90
5
4
85
80
VIN = 14V
75
70
65
3
VIN = 16V
POWER LOSS
VIN = 14V
0.1
1
LOAD CURRENT (A)
2
POWER LOSS (W)
EFFICIENCY(%)
VIN = 9V
1
0
10
3845A TA02b
3845afa
21
LT3845A
標準的応用例
500kHzの周波数で動作し、
36Vの過渡電圧に耐えられる、
9V∼16Vから5V/10AのDC/DC コンバータ、
全てセラミック・コンデンサで、
ソフトスタートとBurst Modeがイネーブルされている
VIN
9V TO 16V
36V TRANSIENTS
CIN
6.8µF
50V
×4
CIN2
0.1µF
50V
C5
1µF
16V
R3
1.1M
VIN
C3
8200pF
SHDN
CSS
BOOST
LT3845A
BURST_EN
VC
R2
154k
C1
100pF
R4
10k
D1
VCC
D2 BAS19
SENSE+
fSET
SENSE–
D3B
BAV99
CIN: TDK C4532X7R1H685K
COUT: MURATA GRM32ER60J107ME20
D1: DIODES INC. B170
L1: WURTH 744318270LF
D3A
BAV99
VOUT
5V
10A
COUT
100µF
6.3V
×4
C4
2.2µF
16V
SGND
RSENSE
0.005Ω
M2
Si7884DP
PGND
SYNC
C2
R6
5600pF 23.2k
L1
2.7µH
SW
BG
VFB
R1
49.9k
M1
Si7884DP
TG
3845A TA03
C6
1µF
Si1555DL
100
6
95
5
VIN = 9V
90
85
3
VIN = 14V
80
2
VIN = 16V
75
70
4
POWER LOSS
VIN = 14V
0.1
1
LOAD CURRENT (A)
POWER LOSS (W)
EFFICIENCY (%)
効率と電力損失
1
0
10
3845A TA03b
3845afa
22
LT3845A
標準的応用例
拡散スペクトラム動作付き、9V∼24Vから3.3V/フェーズ当り10Aの2フェーズDC/DCコンバータ
VIN
24V
CIN
6.8µF
50V
×2
C5
1µF
16V
R3
1.21M
VIN
SHDN
C3 8200pF
R4
1.21M
CSS
BOOST
LT3845A
BURST_EN
R6
130k
D2 BAS19
M2
Si7850DP
BG
VC
C11
47pF
SW
VCC
VFB
SYNC
M1
Si7850DP
TG
L1
4.7µH
D1
B160
PGND
SYNC
SENSE+
fSET
SENSE–
SGND
C4
2.2µF
16V
VOUT
3.3V
20A
R12
25k
Q1
C11
0.1µF
D5
5.7V
CIN3
0.1µF
100V
C10
1µF
16V
VIN
1
R11
500k
6
SYNC1
OUT1
V+
2 LTC6908-1 5
SYNC2
GND OUT2
3
4
SET3 MOD
SHDN
C8 8200pF
CSS
LT3845A
R2
16.8k
VC
C6
47pF
R9
4.99k
C7
5600pF
R10
130k
CIN: TDK C4532X7R1H685K
COUT: MURATA GRM32ER60J107ME20
D1, D3: DIODES, INC. B160
L1, L2: VISHAY IHLP-5050FD-01
M3
Si7850DP
TG
SW
D4 BAS19
VCC
M4
Si7850DP
BG
VFB
SYNC
COUT
100µF
6.3V
×6
BOOST
BURST_EN
R1
10k
RSENSE
0.005Ω
L2
4.7µH
RSENSE2
0.005Ω
D3
B160
PGND
SYNC
SENSE+
fSET
SENSE–
SGND
C9
2.2µF
16V
3845A TA05
3845afa
23
LT3845A
パッケージ
FEパッケージ
16ピン・プラスチックTSSOP
（4.4mm）
（Reference LTC DWG # 05-08-1663）
露出パッドのバリエーションBC
4.90 – 5.10*
(.193 – .201)
3.58
(.141)
3.58
(.141)
16 1514 13 12 1110
6.60 ± 0.10
4.50 ± 0.10
9
2.94
(.116)
6.40
2.94
(.252)
(.116)
BSC
SEE NOTE 4
0.45 ± 0.05
1.05 ± 0.10
0.65 BSC
1 2 3 4 5 6 7 8
推奨半田パッド・レイアウト
4.30 – 4.50*
(.169 – .177)
0.09 – 0.20
(.0035 – .0079)
0.50 – 0.75
(.020 – .030)
NOTE：
1. 標準寸法：ミリメートル
ミリメートル
2. 寸法は
（インチ）
3. 図は実寸とは異なる
0.25
REF
1.10
(.0433)
MAX
0° – 8°
0.65
(.0256)
BSC
0.195 – 0.30
(.0077 – .0118)
TYP
0.05 – 0.15
(.002 – .006)
FE16 (BC) TSSOP 0204
4. 露出パッド接着のための推奨最小PCBメタルサイズ
* 寸法にはモールドのバリを含まない
モールドのバリは各サイドで0.150mm(0.006 )を超えないこと
3845afa
24
LT3845A
改訂履歴
REV
A
日付
概要
ページ番号
11/10 「絶対最大定格」
と
「発注情報」
にミリタリ・グレードを追加
「電気的特性」
のNote 3にミリタリ・グレードを追加
2
4
3845afa
リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は一切負い
ません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料はあくまでも参考資
料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。
25
LT3845A
標準的応用例
周波数同期範囲が150kHz∼300kHzの、60Vの過渡電圧に耐えられる、9V∼16Vから 3.3V/5AのDC/DCコンバータ、
全てセラミック・コンデンサで、
ソフトスタートと Burst Modeがイネーブルされている
VIN
9V TO 16V
60V TRANSIENTS
CIN
2.2µF
100V
×4
CIN2
0.1µF
100V
C5
1µF
16V
R3
1.1M
VIN
C3
8200pF
SHDN
CSS
BOOST
LT3845A
BURST_EN
C1
R2
16.8k 100pF
R4
10k
C2
5600pF
R5
100k
D2 BAS521
BG
VC
SYNC
RSENSE
0.01Ω
VOUT
3.3V
5A
M2
Si7850DP
D1
B160
PGND
SYNC
SENSE+
fSET
SENSE–
COUT
100µF
6.3V
×4
C4
2.2µF
16V
SGND
R6
130k
L1
10µH
SW
VCC
VFB
R1
10k
M1
Si7850DP
TG
3845A TA04
CIN: TDK C4532X7R2A225K
COUT: MURATA GRM32ER60J107ME20
L1: VISHAY IHLP-5050FD-01
M1, M2: VISHAY Si7850DP
関連製品
製品番号
LT3800
説明
シングル出力同期整流式降圧
60V、低IQ、
DC/DCコントローラ
注釈
200kHz 固定動作周波数、4V ≤ VIN ≤ 60V、
1.23V ≤ VOUT ≤ 36V、IQ = 100μA、TSSOP-16パッケージ
LT3844
シングル出力降圧DC/DCコントローラ
60V、低IQ、
LT3724
マルチトポロジーDC/DCコントローラ
60V、低IQ、
LT3741
高電力、定電流/定電圧、同期整流式降圧コントローラ 調節可能な固定周波数：200kHz∼1MHz、6V ≤ VIN ≤36V、
VOUT：最大（VIN­2V）
LTC3824
60V、低IQ、降圧DC/DCコントローラ、
100%デューティサイクル
シングル出力同期整流式降圧
LTC3834/LTC3834-1 低IQ、
LTC3835/LTC3835-1 DC/DCコントローラ、99%デューティサイクル
LTC3890
デュアル、2フェーズ同期整流式降圧
60V、低IQ、
DC/DCコントローラ
デュアル出力、2フェーズ同期整流式降圧
LTC3857/LTC3857-1 低IQ、
LTC3858/LTC3858-1 DC/DCコントローラ、99%デューティサイクル
LTC3859
トリプル出力、同期整流式降圧/降圧/昇圧
低IQ、
DC/DCコントローラ
同期可能な固定周波数：50kHz∼600kHz、4V ≤ VIN ≤ 60V、
1.23V ≤ VOUT ≤ 36V、IQ = 120μA、TSSOP-16パッケージ
200kHz 固定動作周波数、4V ≤ VIN ≤ 60V、
1.23V ≤ VOUT ≤ 36V、IQ = 100μA、TSSOP-16パッケージ
選択可能な固定周波数：200kHz∼600kHz、4V ≤ VIN ≤ 60V、
0.8V ≤ VOUT ≤ VIN、IQ = 40μA、MSOP-10Eパッケージ
フェーズロック可能な固定周波数：140kHz∼650kHz、4V ≤ VIN ≤ 36V、
0.8V ≤ VOUT ≤ 10V、IQ = 30μA/80μA
フェーズロック可能な固定周波数：50kHz∼900kHz、4V ≤ VIN ≤ 60V、
0.8V ≤ VOUT ≤ 24V、IQ = 50μA
フェーズロック可能な固定周波数：50kHz∼900kHz、4V ≤ VIN ≤ 38V、
0.8V ≤ VOUT ≤ 24V、IQ = 50μA/170μA
コールドクランク時にすべての出力がレギュレーション状態を維持
4.5V ≤ VIN ≤ 38V、VOUT（BUCKS）
：最大24V、
VOUT（BOOST）
：最大60V、IQ = 55μA
3845afa
26
リニアテクノロジー株式会社
〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F
TEL 03-5226-7291 FAX 03-5226-0268 www.linear-tech.co.jp
●
●
LT 1110 • PRINTED IN JAPAN
 LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2010